設計機頂盒的水平和垂直極化天線驅動電源

　　升壓轉換器的方案選取

　　由于18V和13V電源交替工作，因此只需要一個升壓轉換器，從而降低了系統的成本和體積。對于輸出電壓的改變，可通過改變反饋環的電阻進行調節。

　　調節的方式有兩種：改變在反饋環電阻分壓器上部的電阻，或改變在反饋環電阻分壓器下部的電阻，如圖1所示。

　　圖1 調節不同的輸出電壓

　　改變上部的電阻可獲得更高的輸出電壓精度，但電路較復雜;改變下部的電阻則電路簡單，而輸出電壓的精度相對而言差一些。

　　若系統只有12V輸入電源，主功率電路可直接用12V供電，而芯片的VCC電源可以用5V穩壓管串聯一個電阻得到5V電源給其供電。當系統有12V和5V兩路輸入電源時，不建議用5V電源給主功率電路供電，此時輸入電流大，芯片內部需要大額定電流的MOSFET，因此需要高成本的芯片。因此采用12V電源給主功率電路供電，5V直接給芯片VCC供電。

　　升壓轉換器設計的問題

　　常規的升壓轉換器在開關管導通時，電感激磁，電感電流線性增加，輸出電容提供全部的輸出負載電流。開關管關斷時，電感去磁，電感電流線性降低，輸入電源向輸出負載提供能量。占空比為：

　　對于12V升壓到18V，設計沒有特別的考慮。從12V升壓到13V，即Vo = 13V，Vin = 12V，VF = 0.4V，可得到D = 10%

　　電流模式的升壓轉換器內部電流檢測信號具有前沿消隱時間，這導致內部的PWM控制器必須有一個固定的最小導通時間Ton(min)，這個時間一般在150ns~200ns的范圍，可取Ton(min)=150ns。若開關頻率為1MHz，從12V升到13V的導通時間為

，小于系統Ton(min)的150ns，這時候，在每個導通周期內，系統的電壓會沖到很大的值，PWM控制器將進入跳脈沖的工作狀態，輸出的電壓紋波很大。

　　從上面的分析可以看出，提高PWM在最高輸入電壓時的導通時間，保證其值必須大于系統的最小導通時間Ton(min)，PWM控制器將不會進入跳脈沖的工作狀態。這通過減小開關頻率和提高VF的值就可以實現。開關頻率高時，可使用小尺寸的電感和電容，從而使系統成本低、體積小，因此開關頻率也不能過低。設定AOZ1905的工作頻率為500kHz，導通時間為200ns，還是比較臨界的值。這時，進一步使用正向導通壓降大的快恢復二極管，必要時額外串聯一個快恢復二極管，如圖2所示，就可使控制器不進入跳脈沖的工作狀態。但使用額外的二極管會稍稍降低系統效率。

　　圖2 增大升壓轉換器最小占空比

測試波形

　　測量升壓轉換器，輸入電壓為12V，輸出電壓為13V，電流為0.5A，測試波形如圖3所示。

　　圖3 測試波形

　　圖中最上面的波形為內部MOSFET的漏極和源極即開關節點的電壓，中間為電感電流波形，最下面為輸出的交流紋波電壓。

　　在1.2MHz的工作頻率下，不加額外二極管，可以看到輸出電壓紋波的峰峰值為106mV;加額外二極管時，輸出電壓紋波的峰峰值為72mV。在600kHz的工作頻率下，不加額外二極管，輸出電壓紋波的峰峰值為90mV;加額外二極管，輸出電壓紋波的峰峰值為38mV。在降低輸出電壓紋波方面，加額外二極管比降低頻率更為有效。加額外二極管的同時降低頻率則最有效。

　　結語

　　實驗結果表明，通過調整反饋環的電阻分壓器，可得到交替工作的13V/18V兩路電壓。降低系統的開關頻率，在輸出串聯一個額外的二極管，并使用正向壓降大的快恢復二極管，可提高系統的最小導通時間，避免系統進入跳脈沖的工作狀態，產生大的紋波。