降低熱插拔控制電路的電路電流
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本應用筆記給出了一個簡單的外部電路，它能將初始電流尖峰降至最小并在200至500ns內隔離短路故障。
典型熱插拔電路
我們來考察采用MAX4272構建的+12V、6A典型熱插拔控制電路(圖1)。根據MAX4272的規格指標，可知其包含觸發門限分別為50mV和200mV的低速和快速比較器(整個溫度范圍內，容限分別為43.5mV至56mV和180mV至220mV)。觸發電流大小通常為工作電流的1.5至2.0倍，選擇RSENSE = 5mΩ。RSENSE允許有5%的容限，過載條件下低速比較器的觸發電流范圍是8.28至11.76A；發生短路時，快速比較器的觸發電流范圍是34A至46.2A。
圖1. 典型的熱插拔控制電路
低速比較器的最低觸發門限比正常工作電流高38%，快速比較器的短路觸發門限是工作電流的6至8倍。
快速比較器的延遲時間為350ns，這一時段的短路電流尖峰僅受限于電路阻抗。此后電流緩慢下降，直至完全隔離短路故障，3mA柵極下拉電流限制了MOSFET M1柵極電容(3nF至4nF)的放電速率。短路電流在15μs至40μs內緩慢減小，與此同時，柵極電壓從19V被拉到接近地電位。
峰值短路電流
最初350ns內的峰值電流由以下因素決定：(a) 電源ESR，(b) 短路狀態，(c) RSENSE阻值，(d) M1的RDS(ON)，(e) M1的ID(ON)。
以上參數均采用最接近實際情況的取值，可以計算出短路時電路的總阻抗：
(電源ESR ≈ 4mΩ) + (短路環節 ≈ 3mΩ) + (RSENSE = 5mΩ) + (RD(ON) ≈ 4mΩ) ≈ 16mΩ。
這時，短暫的峰值電流為：ISC ≈ 750A，并取決于電源的儲能電容(帶2200μF電容的低ESR背板以750A電流放電時，1μs內電壓僅降低340mV)。這種情況下，實際的峰值ISC會由M1的ID(ON)限制到400A左右。
ID(ON)取決于VGS，因此有必要檢查電路，以確定這一時段的柵-源電壓。MAX4272包含一個內部電荷泵，可使正常工作時的柵極電壓高出VIN約7V。因而MOS管導通時VGS = 7V。
短路的第二個影響是它實際上增加了VGS。短路在M1的漏-源之間引入了一個電壓階躍 -等于總輸入電壓的一部分。由于M1的RD(ON)約為預估的短路總阻抗的1/3，此時施加的VDS約為12V階躍電壓的1/3。由漏-柵電容cdg和柵-源電容cgs組成的分壓器會將該階躍電壓的一部分轉移到柵極。經過適當計算，可知引入的額外ΔVGS為300mV至500mV，但短路期間進行的測試表明該值可高達ΔVGS = +3V。
至此可以清楚地看出，牢固可靠的短路會在幾微秒至幾十微秒內產生數百安培的電流。
設計者可能希望將ISC峰值限制在50A，持續時間小于1μs，但如果不增加更快速的比較器和柵極下拉電路的話，這一要求是不切實際的。然而，可以考慮對電路做一些簡單的修改。
- 在內部快速比較器最初的350ns響應時間內，電流會由ID(ON)限制在幾百安以內，此時可以通過增加一個簡單的外部電路來加快柵極放電，從而將短路持續時間限制≤ ?μs。
- 或者用一個稍復雜的外部電路將Isc峰值限制在100A范圍內，并且持續時間≤ 200ns。
快速柵極下拉電路限制大短路電流的持續時間
只需增加一個PNP型達林頓管Q1，即可極大地縮短大短路電流的持續時間，如圖2所示。二極管D1允許柵極在導通狀態下正常充電，而關斷時控制器的3mA柵極放電電流改為直接驅動Q1的基極。然后Q1在約100ns時間內迅速完成柵極放電。這樣，發生短路時的大電流持續時間大為縮短，僅略大于快速比較器350ns的延遲時間。
圖2. 具有快速柵極下拉的熱插拔控制器
快速限流電路
借助圖3所示的電路，可以將短路電流限制在約100A以下，持續時間小于200ns。當RSENSE兩端的電壓差達到約600mV時，PNP型晶體管Q1a將觸發并驅動NPN型晶體管Q1b，從而使M1的柵極電容快速放電。
圖3. 具有快速短路峰值電流限制功能的熱插拔控制器
M1柵極和源極之間的C2可進一步減小發生短路時作用在柵極上的正向瞬態階躍電壓，該電容的取值范圍為10nF至100nF。
齊納二極管D1用來將VGS限制到7V (MAX4272提供該電壓)以下的某個值。
雖然齊納二極管D1在偏置電流為5mA時的額定值為5.1V，但在本電路中，MAX4272僅能輸出100μA的柵極充電電流(齊納二極管偏置電流)，因此D1會將VGS限制在3.4V左右。受到限制的VGS可降低ID(ON)，當然RD(ON)會增大一些。根據MOS管的數據資料可知：VGS為3.4V時RD(ON)為5mΩ，VGS為7V時RD(ON)為3mΩ。這樣可以更快地關斷M1。
D1和C2也可以用在圖1和圖2的電路中，以降低短路時的ID(ON)。
測試方法-造成短路
沒有什么比制造短路更簡單了。但要產生牢固可靠并且重復性較好的短路情況非常富有挑戰性。本測試對以下幾種制造短路的方法進行了評估。
- 機械開關閉合時總會出現幾毫秒的觸點抖動過程。旋轉式多觸點開關似乎可以避免類似情況發生，但由于多次大電流閉合所形成的電火花會腐蝕觸點，因此開關的重復性令人懷疑。
- 大電流繼電器觸點閉合時也會產生抖動，并且會表現出不同的閉合電阻。
- 實驗證明，可控硅整流器的電流上升速率不盡人意。
- 大電流汞位移繼電器是人們寄予厚望的最佳方法，但結果并不令人滿意。一個標稱阻抗4mΩ的60A、600V汞繼電器在剛開始接觸時阻抗為40mΩ，隨著電流脈沖流過15μs后會輕松降至4mΩ。
- 手工短路操作可提供一種隨意的、斷續并且非重復性的短接方式，具有較強的隨機性！可以獲得非常陡的電流波前沿。綜上所述，盡管觸點腐蝕對每次閉合的重復性有影響，但這種方法仍是最有效(和最經濟)的。
如果在實驗室里通過機械手段，來始終如一地產生帶陡峭電流波前的真正低阻短路故障極為困難。電路工作時幾乎肯定會經歷這種意外短路故障。
通常人為制造短路將產生如圖4所示的電容放電電流和電壓波形。上方曲線是選擇5V/div檔位時記錄的短路輸出電壓， 可以看出大部分時間(25μs/div)內電容放電不足一半。下方曲線是選擇25A/div檔位時記錄的短路電流，可清楚地顯示出接觸是斷斷續續的。
圖4. 不規則的機械短路信號波形
構建ESR低于5mΩ的電源也不容易。盡管如此，仍竭盡全力構建了一個低ESR (4–5mΩ)的電壓源，經細心測量，可知在100A短路情況下電壓下降440mV。該電壓源的輸入端直接并聯了1個5500μF的計算機等級電解電容、1個3.3μF多層陶瓷電容以及6個100μF專業聚合物鋁電解電容，并由1個10A電源驅動。
短路電流波形
圖1所示電路(未作改進)的短路電流波形如圖5所示。由于測量的是電流檢測電阻RS兩端的電壓，并且示波器地與測試電路的+12V輸入端相連，因此信號波形看上去是反相的。RS為6mΩ，電壓檔位選擇1V/div，峰值電壓為2400mV或400A。電流波前并不像接觸良好時一樣陡峭。
圖5. 電路未作改動時具有400A峰值短路電流
觀察圖6所示的電壓信號波形有助于加深理解，圖中給出了短路時的輸出電壓、M1柵極電壓波形以及RS兩端的電壓。所有電壓均以+12V輸入為參考。
圖6. 電路未作改動時的短路電壓和電流波形
VOUT - VIN信號波形顯示，短路期間VOUT下降了7V，這表明短路阻抗只略低于總電路阻抗的?。更低阻抗的短路故障會產生高于400A的峰值電流。信號波形還表明在開始的300ns內短路不是完全牢固可靠；這導致了VSENSE信號波形緩慢下落。
由VGATE波形可以看出，最初VGS = 7V，由于VOUT下降，1μs后增至10V左右。5μs后VGS僅降至9V，20μs時降至6V，33μs時降至4V。由于放電電流僅為3mA，因此柵極放電緩慢。這樣一來，發生短路故障后27μs內短路電流仍為100A。
圖2的快速柵極下拉電路不大會降低最
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