電源設計小貼士 跳出LLC串聯諧振轉換器的思維定式

十幾年來，電源行業廣泛采用了圖1中所示的電感器-電感器-電容器 (LLC)串聯諧振轉換器(LLC-SRC)作為低成本、高效率的隔離式功率級，其中包含兩個諧振電感器（兩個“L”：L_m 和 L_r）和一個諧振電容器（一個“C”：C_r）。LLC-SRC器件具有軟開關特性，沒有復雜的控制方案。得益于軟開關特性，該器件支持使用額定電壓較低的元件，并可提高效率。該器件采用簡單的控制方案，即具有 50% 固定占空比的變頻調制方案，與相移全橋轉換器等用于其他軟開關拓撲的控制器相比，所需的控制器成本更低。

圖1 LLC-SRC

LLC-SRC設計優化的兩大挑戰

盡管LLC-SRC的效率可以比硬開關反激式和正激式轉換器高很多，但如果要實現最佳的效率，仍然存在一些設計挑戰。

首先，在LLC-SRC設計中，為了實現足夠寬的可控范圍，兩個諧振電感器之比(L_m/L_r)可能必須小于10。同時，需要L_m具有較大的電感，以便降低循環電流，因此需要保持高 L_r 電感以確保諧振電感比值低。

值得注意的是，串聯諧振電感器L_r中的電流完全是交流電，沒有任何直流分量，這意味著磁通密度變化很大（即ΔB很高）。高ΔB意味著與交流相關的電感器損耗也很高。如果電感器繞在鐵氧體磁芯上，磁芯空氣間隙附近的邊緣效應會產生較高的繞組損耗。

L_r電感高，則意味著電感器匝數較多、交流繞組損耗較大。因此，許多LLC-SRC設計都對諧振電感器采用鐵粉磁芯，在繞組損耗和磁芯損耗之間進行權衡。然而，高ΔB會在諧振電感器上產生相當大的損耗：高繞組損耗或高磁芯損耗。

LLC-SRC設計的第二個挑戰是如何合理優化同步整流器(SR)控制。LLC-SRC 整流器電流傳導時序取決于負載條件和開關頻率。最有前景的LLC-SRC SR控制方法是檢測SR場效應晶體管(FET)漏源電壓(V_DS)，并在V_DS低于或高于特定電平時開啟和關閉SR。V_DS檢測方法需要毫伏級的精度，因此只能在集成電路中實現。自驅動或其他低成本S_R控制方案不適用于LLC-SRC，因為此類器件采用帶電容負載的電流饋入型輸出配置。因此，LLC-SRC SR控制器電路的成本通常高于其他拓撲的成本。

圖2 改良版 CLL-MRC

改良版CLL-MRC

為了解決這兩個挑戰（高電感器損耗和 SR 控制），同時保持諧振轉換器所能提供的大部分優勢，請考慮使用改良版CLL 多諧振轉換器(CLL-MRC)，如圖 2 所示。

與所有三個諧振元件（一個電容器和兩個電感器）都位于輸入側的 CLL-MRC 不同，改良版CLL-MRC將一個電感器從輸入側移動到輸出側，并將電感器放置在整流器L_o之后，如圖 2 所示。這種修改允許諧振電感器上含有直流電流，這意味著ΔB 更小，磁損耗也可能更低。

圖 3 展示了改良版CLL-MRC的工作原理，其中f_sw是轉換器開關頻率，而f_r1={2π[C_r (L_r1 //L_r2 )] ^0.5}^-1是兩個諧振頻率的其中之一。當f_sw低于f_r1時，輸出繞組電流在開關周期結束前下降到零，這一點與LLC-SRC中的輸出繞組電流類似。現在，輸出端有一個電感器。一組簡單的電容器和電阻器即可檢測輸出電感器電壓。每次出現較大的電壓變化率(dV/dt)時，便是開啟或關閉SR的時機。因此，SR 控制方案的成本低于V_DS檢測方案。

圖3 改良版 CLL-MRC 的重要波形：f_sw < f_r1（上），f_sw > f_r1（下）

當f_sw高于f_r1時，輸出電感器電流會處于連續導通模式。換言之，與LLC-SRC相比，ΔB減小，電感器交流損耗可能大幅減小，轉換器效率可能提高。

為了驗證這些性能假設，我構建了一個LLC-SRC和另一個具有完全相同元件和參數的改良版CLL-MRC功率級。兩者唯一的區別是72μH電感器用作LLC-SRC諧振電感器，1μH電感器用作改良版CLL-MRC輸出電感器。

圖4顯示了兩個功率級的效率測量結果。當輸入電壓較低時，f_sw小于f_r1，因此改良版CLL-MRC中的L_o電流仍處于不連續導通模式，并具有較大的ΔB。因此，在這種運行條件下，改良版CLL-MRC沒有效率優勢。

當輸入電壓升高時，f_sw大于f_r1，L_o電流處于連續導通模式。使用430V輸入時，改良版CLL-MRC的效率比LLC-SRC高 1%。這一比較表明，如果將改良版CLL-MRC設計為始終在高于f_r1的頻率下運行，則其在整個范圍內的效率性能可能優于LLC-SRC。

圖4 不同輸入電壓電平下的轉換器效率：改良版CLL-MRC（頂部），LLC-SRC（底部）

結語

LLC-SRC確實是出色的拓撲，可提供許多吸引人的特性。但根據應用的不同，其可能并不是最佳解決方案。為了實現更高的效率和更低的電路成本，有時需要跳出思維定式。

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