電感負載A類功率放大器簡介

了解電感負載共射極級如何用作功率放大器。本系列的前一篇文章討論了使用電阻性負載共發射極電路作為功率放大器（PA）的挑戰和局限性。在最后一節中，我們了解到，通過使用大型電感器作為共發射極配置的負載，可以解決許多挑戰。

在本文中，我們將更全面地研究電感性負載的A類放大器。讓我們從圖1中的基本電感性負載共射極配置開始我們的研究。

電感負載共射極放大器的電路圖。

圖1：電感負載共射極放大器的簡單版本

您可能已經注意到，圖1看起來與我們上次介紹的電感負載PA有些不同。與本文稍后將討論的放大器版本不同，該電路缺少匹配網絡。在其他方面，該電路非常相似：

電感器（L1）足夠大，可以在工作頻率下充當交流開路電路。我們將這種電感器稱為“RF扼流圈”（RFC）。

隔直電容（C1）足夠大，在工作頻率下為短路。

功率被傳輸到負載電阻器（RL）。

電壓擺動和電源電壓

上述電路的一個有趣特征是節點A的電壓（VA或集電極電壓）可以超過電源電壓（VCC）。這是一個有用的特性：隨著電壓擺幅的增大，PA可以更容易地提供其功能所需的高功率水平。換句話說，電感負載電路可以在給定的電壓擺幅下實現較低的電源電壓。

但是，電感負載級如何提供大于其電源電壓的電壓擺動？一種可能的解釋是，節點A處的直流電壓等于VCC，因為電感器在直流下是短路。RFC只承載直流電流，其值由連接到晶體管基極的偏置電路（圖中未顯示）確定。由于沒有交流電流可以流過電感器，晶體管的交流電流只流過RL。

圖2顯示了兩個交流等效電路模型：一個模型中，晶體管吸收了ic的交流電流，另一個模型中，晶體管提供了相同的交流電流。

示例放大器的兩個等效電路模型。在一個模型中，晶體管吸收交流電流。在另一個模型中，它提供相同的電流。

圖2:電感負載共發射極放大器的兩個等效電路模型

在圖2（a）中，放大器的晶體管吸收交流電流。在圖2（b）中，晶體管發出交流電流。

在圖2（a）中，節點B處的交流電壓為-RLic。由于C1充當短路，節點A處的交流電壓也為-RLic。當我們考慮直流和交流分量時，我們觀察到節點A處的總電壓從VCC變為較小的值VCC-RLic。

在圖2（b）中，晶體管發出ic的交流電流，節點A處出現正交流電壓。在這種情況下，節點A處的總電壓從VCC變為更大的值VCC + RLic。由此可知，集電極電壓可能超過VCC。

達到相同結果的另一種方法是考慮電容器C1兩端的直流電壓。在沒有交流信號的情況下，圖3中的節點A和B分別處于VCC和0 V。因此，電容器兩端的直流電壓為VCC，極性如圖3所示。

電感負載共射極放大器的電路圖。極性在電容器上變化。

圖3.一種通用的電感負載共射極放大器。注意C1兩側的極性

當晶體管發出ic的交流電流時，節點B會出現RLic的正交流電壓。考慮到電容器的直流電壓，我們觀察到節點A的總電壓為VCC + RLic。同樣地，當晶體管吸收ic的交流電流時，節點A的總電壓降至VCC – RLic。

找到最大電壓擺動

假設晶體管具有偏置電流ICQ，這也是電感器提供的直流電流。當總集電極電流幾乎為零時（晶體管幾乎處于截止狀態），晶體管可以向負載提供最大的交流電流。這需要提供ic，max = ICQ的交流電流，如圖4（a）所示。

使用ic,max = ICQ，我們發現節點A處的最大電壓為VCC + RLICQ。為了獲得對稱的擺動，晶體管還應吸收ic,max = ICQ。這導致節點A處的最小電壓為VCC – RLICQ，如圖4（b）所示。

找到示例放大器的最小和最大電壓。

圖4. 查找最大電壓（a）和最小電壓（b）

另一方面，假設晶體管的飽和電壓為零（VCE（sat）=0），則最小集電極電壓為0V。因此，我們得到：

方程式1

根據上述方程選擇偏置電流可確保輸出端最大對稱擺幅。圖4還顯示了兩種極端情況下晶體管所承載電流的范圍。正如我們所見，晶體管電流可以從0變化到2ICQ。

總之，集電極電壓從0變為2VCC，集電極電流從0變為2ICQ。這種分析有助于我們根據晶體管的最大電壓和電流限制選擇合適的晶體管。

計算最大功率效率

傳遞給負載的最大功率可以計算為：

方程式2

上一篇文章中討論的電阻性負載共發射極級向負載提供了大量不需要的直流功率。由于使用隔直電容，電感性負載電路僅向負載提供交流功率。這顯著提高了效率，我們很快就會看到。

電源電壓提供的平均交流功率為：

方程式3

我們現在可以使用方程式2和3來計算放大器的最大效率：

將交流電輸送到負載

電力由供應提供

方程式4

放大器的最大效率為50%，這意味著電源必須提供2 W才能向負載提供1 W。剩余的1 W在晶體管中損失。與電阻負載級相比，這是一個重大改進，電阻負載級的最大效率僅為25%。

然而，在實際應用中，電感負載PA的可實現效率可能遠低于50%。圖5顯示了效率如何隨信號振幅變化——正如我們所見，只有當信號擺幅達到最大時，效率才為50%。

圖5還顯示了與該電路相關的三個功率項如何隨集電極交流電流的幅度而變化。這三個項是：

Pcc：提供電源。

PL：負載功率。

PTran：晶體管功率。

三個功率項和功率效率與集電極電流的關系圖。

圖5. 電源功率（藍色）、負載功率（紅色）、晶體管功率（綠色）和功率效率（青色）與集電極電流的關系圖。

如預期的那樣，電源提供的功率（Pcc）是恒定的。該功率在負載（PL）或晶體管（PTran）中耗散。當負載功率增加時，晶體管中耗散的功率相應下降。在沒有交流信號的情況下，向負載提供的功率為零，因此晶體管耗散電源提供的所有功率。

隨著信號幅度的增加，晶體管中消耗的功率越來越接近其最小值。由此我們可以看出，A類放大器中使用的晶體管在沒有施加交流信號時承受的壓力最大。考慮到這一點，讓我們繼續討論另一種版本的電感負載共射極級。

匹配網絡的必要性

我們對電感負載A類功率放大器的討論實際上始于上一篇文章。讓我們回顧一下那篇文章的結論部分中的幾個相關要點：

實現最大輸出功率需要RL與晶體管的偏置點之間存在特定的關系。本文的方程1以及上一篇的方程3和4中描述了這種關系。

如果給定的負載電阻不滿足上述條件，我們可以使用匹配網絡將實際負載（RL）轉換為最佳負載（Req），如圖6所示。

匹配網絡幾乎總是使用無源組件來實現的。因此，傳遞到匹配網絡輸入端的功率在RL中耗散。

包括匹配網絡的電感負載共發射極放大器的電路圖。

圖6：一個包含匹配網絡的電感負載共射極放大器

實現匹配網絡的一種常見方法是使用變壓器，如圖7所示。

包括變壓器的電感負載共射極功率放大器的示意圖。

圖7：使用變壓器作為匹配網絡的電感負載共射極放大器

在上圖中，我們有：

方程式5

其中N1和N2是匝數，表示變壓器每側的繞組數量。通過使用適當的匝數比，我們可以根據需要使集電極處的負載電阻RL變大或變小。

以下示例受 B. Razavi 的“RF Microelectronics”中一個問題的啟發，可以幫助您更好地理解變壓器如何改變功率晶體管的最大電壓和電流要求。

示例：查找變壓器的匝數比

我們打算使用圖7中的電路向50Ω負載提供4W的功率。如果電源電壓為2V，電路以最大效率運行，則變壓器所需的匝數比是多少？

為了確定這一點，我們首先找到使輸出功率最大化的等效負載電阻（Req）。將方程2應用于Req作為該級的負載電阻，我們得到：

方程式6

這導致Req=0.5Ω。有了RL和Req，我們現在可以使用方程5來計算所需的匝數比：

方程式7

向50Ω負載提供4W的功率需要：

峰間電壓擺幅為40V。

通過負載的峰值電流為400mA。

由于變壓器的運行，集電極的峰峰電壓擺動為40/10或4 V，理論上，使用2 V電源是可能的。然而，ic，max = 0.4 × 10，使得峰值交流集電極電流為4A！

當集電極電壓處于其最小值時，晶體管吸收了ic，max的兩倍。因此，8A是本例中晶體管在不損壞的情況下可以承載的最大電流。

接下來的內容

我希望這篇文章與上一篇文章一起，幫助您了解A類功率放大器的工作原理。在下一篇文章中，我們將通過介紹一些實用的PA設計技術來鞏固這些知識。特別是，我們將學習如何使用A類放大器進行示例計算，來估計和分析功率放大器的負載牽引輪廓。