KWIK電路常見問題解答
加入技術(shù)交流群
常見問題解答：為15Msps 18位ADC設(shè)計輸入驅(qū)動器時應(yīng)該考慮哪些因素
本文引用地址：http://www.104case.com/article/202309/450399.htm簡介
ADC驅(qū)動器是數(shù)據(jù)采集信號鏈設(shè)計的關(guān)鍵構(gòu)建模塊。ADC驅(qū)動器用于執(zhí)行許多關(guān)鍵功能，如輸入信號幅度調(diào)整、單端至差分轉(zhuǎn)換、消除共模偏移，并經(jīng)常用于實現(xiàn)濾波。本技術(shù)訣竅與綜合知識(KWIK)電路常見問題解答(FAQ)筆記討論如何從單端輸入信號產(chǎn)生經(jīng)調(diào)整的差分輸出信號，并對信號進行電平轉(zhuǎn)換以確保其滿足ADC滿量程的性能需求。
為了幫助回答這個常見問題，我們將使用LTC6228（一款低噪聲、低失真、高速軌到軌輸出運算放大器）和LTC2387-18 SAR ADC。我們將利用噪聲計算顯示設(shè)計對信號鏈解決方案的整體SNR性能的影響。
圖1–通過調(diào)整和電平轉(zhuǎn)換實現(xiàn)單端至差分轉(zhuǎn)換
設(shè)計規(guī)格示例
對于本例，設(shè)計要求規(guī)格如表1所示，輸入信號為0V至5V正弦波。此設(shè)計自始至終將使用圖1所示的ADC驅(qū)動器電路。該電路的功能是將單端輸入信號轉(zhuǎn)換、調(diào)整、移位為適當(dāng)?shù)牟罘州敵鲂盘枺员闼茌p松地與信號鏈中的下一級（即ADC）連接。
為了分析圖1所示電路的性能，我們將使用信噪比(SNR)，獲取每一級的噪聲貢獻并將其用于整體計算。計算中使用的LTC2387-18 ADC的SNR和LTC6228的頻譜噪聲密度均來自相應(yīng)數(shù)據(jù)手冊中的規(guī)格。
表1 設(shè)計目標(biāo)主要規(guī)格
請注意，對于本例，可以忽略1/f噪聲的影響，因為目標(biāo)頻率遠高于1/f區(qū)域，并且選定的元器件（如圖1所示）經(jīng)過優(yōu)化可以最大限度地減少噪聲貢獻。
設(shè)計技巧/注意事項
1.在單電源和雙電源之間進行選擇時，應(yīng)考慮如下一些因素：由于信號鏈的裕量要求，單電源可能意味著信號擺幅降低，這可能導(dǎo)致SNR降低；雙電源供電必須產(chǎn)生負電源軌，增加了復(fù)雜性，但由于可用裕量增加，信號擺幅可以更高，因此SNR性能高于單電源情況。從表1可以看出，我們使用了+7V/-3V的不對稱電源，這種電源電壓配置可提供足夠的裕量以確保輸入和輸出范圍得以保持。
2.VBias如圖1所示，此信號用于將第一級的輸出信號電平轉(zhuǎn)換為與ADC輸入匹配所需要的共模電壓電平。從圖1可以看出，這是通過使用電阻分壓器來簡單實現(xiàn)的，其中基準(zhǔn)電壓Vref用作源。
電容C5用于消除分壓器產(chǎn)生的噪聲。
注意：
● 驅(qū)動器網(wǎng)絡(luò)的阻抗應(yīng)等于反饋網(wǎng)絡(luò)的阻抗。這一點在無法使用內(nèi)部偏置電流抵消功能時很重要。這種配置將確保由偏置電流引入的額外失調(diào)電壓會被降低。
● 如果使用內(nèi)部偏置抵消功能，則應(yīng)使用高電阻值，以降低該分壓器網(wǎng)絡(luò)的功耗。
3.為減少失真誤差，RC濾波器應(yīng)使用高質(zhì)量電容（如C0G (NP0)）和電阻。
4.使用大于計算值的標(biāo)準(zhǔn)電阻值。
5.如果不關(guān)心功耗問題，則兩級的反饋電阻和增益電阻值可降至301Ω，以提高ADC和驅(qū)動器信號鏈的SNR性能。
設(shè)計步驟
（討論參考圖1）
● 信號調(diào)整和電平轉(zhuǎn)換
● 使用轉(zhuǎn)換函數(shù)求解R1
應(yīng)該注意的是，對于低電阻值，LTC6228的電壓噪聲占主導(dǎo)地位。隨著電阻增加，電阻噪聲開始占主導(dǎo)地位。隨著電阻繼續(xù)增加，電流噪聲占主導(dǎo)地位。
如果選擇R2的電阻值為499Ω，則設(shè)計的噪聲和功耗可以取得良好的平衡。
求解R1
● 計算VBias電壓值。這是利用Vi和Vo的共模電壓來完成的。目標(biāo)是將第一級放大器的輸出電平轉(zhuǎn)換為2.048V。
Vocm=2.048V且Vicm=2.5V
然后計算Vbias，如下所示：
● 計算比率
，確保達到所需的偏置電壓(Vbias)。假設(shè)R8 = 499Ω可在輸入引腳處實現(xiàn)平衡阻抗，然后計算R7。分壓器網(wǎng)絡(luò)的噪聲由C5濾除
● 電路噪聲分析：
● 第一級輸出 - 電壓噪聲計算
第一 級輸出端的總電壓噪聲(
)可使用下式計算：
其中：
– 運算放大器的電壓噪聲，LTC6228為
– 電流噪聲 * 源阻抗引起的噪聲
– 電阻噪聲
計算第一 級的噪聲增益：
求解電流噪聲引起的電壓噪聲貢獻
。根據(jù)LTC6228數(shù)據(jù)手冊，電流噪聲密度為
。
● 第二級輸出- 電壓噪聲計算
使用相同的步驟計算第二級的總電壓噪聲
。
利用公式1和上面計算的值，第二級的
為：
● 噪聲帶寬計算
計算每一級的有效噪聲帶寬，以將電壓噪聲轉(zhuǎn)換為有效值噪聲。
使用二階濾波器的第一級有效噪聲帶寬
使用以下公式求解有效噪聲帶寬BWn。這里，k為參考磚墻LPF的校正因子，在本例中它是1.22，n為濾波器的階數(shù)。
第二級有效噪聲帶寬：三階濾波器
● 噪聲譜密度至有效值噪聲的轉(zhuǎn)換
將各級的頻譜密度轉(zhuǎn)換為等效有效值噪聲。
求解
求解
● 計算ADC驅(qū)動器總噪聲
計算ADC驅(qū)動器的總差分電壓噪聲。
● ADC噪聲計算
求解滿量程輸入信號的ADC電壓噪聲。使用4.096Vp或2.9Vrms，SNRadc = 95.7dB。
● 信號鏈SNR計算
根據(jù)計算出的ADC驅(qū)動器和ADC噪聲計算預(yù)期的SNR性能。
a.滿量程輸入信號
b. -1.7dBFS輸入信號：
其中 -1.7dBFS = 2.38VRMS
設(shè)計仿真
圖1中電路的性能是使用LTSpice仿真工具進行仿真的，以確定是否符合主要目標(biāo)規(guī)格。
從仿真試驗臺得到的結(jié)果如圖2-圖6所示
圖2– 輸入信號調(diào)整
圖3 輸出共模電壓VOCM
圖4 差分輸出
圖5 RMS差分噪聲
圖6.總噪聲，ADC + 驅(qū)動器
表2 設(shè)計目標(biāo)與仿真
參數(shù) | 設(shè)計目標(biāo) | 仿真 |
輸出單端 | 4.096 Vp | 4.085 Vp |
輸出共模電壓 | 2.048 V | 2.054 V |
差分輸出 | 8.192 Vp-p | 8.189 Vp-p |
ADC驅(qū)動器噪聲(RMS) | <38.46 μV | 22.2 μV |
驅(qū)動器 + ADC噪聲(RMS) | < 61.3 μV | 52.5 μV |
測量結(jié)果
使用LTC6228評估演示板和LTC2387-18評估演示板獲取測量結(jié)果。對于本例，輸入信號設(shè)置為-1.7dBFS。此信號鏈的實測SNR為92.13 dB。該結(jié)果比計算出的SNR (93.1 dB)低大約1 dB。1 dB的差異很可能是由于電路板的寄生效應(yīng)和所用元器件的容差導(dǎo)致的非理想效應(yīng)。為實現(xiàn)預(yù)期的滿量程SNR，將測量值增加1.7dB，結(jié)果將達到93.83dB，高于電路設(shè)計的目標(biāo)SNR性能。
表3 設(shè)計目標(biāo)與測量值
參數(shù) | 設(shè)計目標(biāo) | 測量值 |
SNR | 93.5 dB | 93.8 dB |
表4 高速、低噪聲、低失真軌到軌輸出運算放大器LTC6228
參數(shù) | 規(guī)格 |
Vos最大值 | 95μV |
IBias最大值 | -44μA |
GBP典型值 | 0.88nV/√Hz |
Iq | 16mA |
Vs范圍 | ±5V |
表5 18位15Msps SAR ADC LTC2387-18
參數(shù) | 規(guī)格 |
分辨率 | 18位 |
FSample | 15Msps |
輸入類型 | 單端，差分 |
Vin范圍 | ±Vref |
SNR | 95.7 dB |
設(shè)計器件
圖7 – 測量的總SNR，ADC + 驅(qū)動器
參考資料
LTSPICE?是一款高性能SPICE III仿真軟件、原理圖采集工具和波形查看器，集成增強功能和模型，簡化了開關(guān)穩(wěn)壓器、線性穩(wěn)壓器和信號鏈電路的仿真。
ADI公司提供廣泛的技術(shù)指南用于建立理論基礎(chǔ)。以下是一些已被證明有用且值得閱讀以了解更多信息的技術(shù)指南。
MT-047 – 運算放大器噪聲
MT-048 – 運算放大器噪聲關(guān)系：1/f噪聲、RMS噪聲和等效噪聲帶寬
MT-049 – 單極點系統(tǒng)的運算放大器總輸出噪聲計算
MT-050 – 二階系統(tǒng)的運算放大器總輸出噪聲計算
評論