關于工業電機驅動的IGBT，你想知道的都在這里

　　摘要 ：工業電機驅動的整個市場趨勢是對更高效率以及可靠性和穩定性的要求不斷提高。功率半導體器件制造商不斷在導通損耗和開關時間上尋求突破。有關增加絕緣柵極雙極性晶體管(IGBT)導通損耗的一些權衡取舍是：更高的短路電流電平、更小的芯片尺寸，以及更低的熱容量和短路耐受時間。這凸顯了柵極驅動器電路以及過流檢測和保護功能的重要性。本文討論現代工業電機驅動中成功可靠地實現短路保護的問題。

　　工業環境中的短路：工業電機驅動器的工作環境相對惡劣，可能出現高溫、交流線路瞬變、機械過載、接線錯誤以及其它突發情況。其中有些事件可能會導致較大的過流流入電機驅動器的功率電路中。圖1顯示了三種典型的短路事件。

　　圖1 工業電機驅動中的典型短路事件

　　其中：

　　1是逆變器直通。這可能是由于不正確開啟其中一條逆變器橋臂的兩個IGBT所導致的，而這種情況又可能是因為遭受了電磁干擾或控制器故障。它也可能是因為臂上的其中一個IGBT磨損/故障導致的，而正常的IGBT保持開關動作。

　　2是相對相短路。這可能是因為性能下降、溫度過高或過壓事件導致電機繞組之間發生絕緣擊穿所引起的。

　　3是相線對地短路。這同樣可能是因為性能下降、溫度過高或過壓事件導致電機繞組和電機外殼之間發生絕緣擊穿所引起的。一般而言，電機可在相對較長的時間內(毫秒到秒，具體取決于電機尺寸和類型)吸收極高的電流;然而，IGBT——工業電機驅動逆變器級的主要部分——短路耐受時間為微秒級。

　　IGBT短路耐受能力

　　IGBT短路耐受時間與其跨導或增益以及IGBT芯片熱容量有關。更高的增益導致IGBT內的短路電流更高，因此顯然增益較低的IGBT具有較低的短路電平。然而，較高增益同樣會導致較低的通態導通損耗，因而必須作出權衡取舍。IGBT技術的發展正在促成增加短路電流電平，但降低短路耐受時間這一趨勢。此外，技術的進步導致使用芯片尺寸更小， 縮小了模塊尺寸，但降低了熱容量，以至耐受時間進一步縮短。

　　另外，還與IGBT集電極-發射極電壓有很大關系，因而工業驅動趨向更高直流總線電壓電平的并行趨勢進一步縮減了短路耐受時間。過去，這一時間范圍是10 μs，但近年來的趨勢是在往5 μs3以及某些條件下低至1 μs方向發展。

　　此外，不同器件的短路耐受時間也有較大的不同，因此對于IGBT保護電路而言，通常建議內建多于額定短路耐受時間的額外裕量。

　　IGBT過流保護

　　無論出于財產損失還是安全方面的考量，針對過流條件的IGBT保護都是系統可靠性的關鍵所在。IGBT并非是一種故障安全元件，它們若出現故障則可能導致直流總線電容爆炸，并使整個驅動出現故障。 過流保護一般通過電流測量或去飽和檢測來實現。圖2顯示了這些技巧。

　　對于電流測量而言，逆變器臂和相位輸出都需要諸如分流電阻等測量器件，以便應付直通故障和電機繞組故障。控制器和/或柵極驅動器中的快速執行跳變電路必須及時關斷IGBT，防止超出短路耐受時間。這種方法的最大好處是它要求在每個逆變器臂上各配備兩個測量器件，并配備一切相關的信號調理和隔離電路。只需在正直流總線線路和負直流總線線路上添加分流電阻即可緩解這種情況。然而，在很多情況下，驅動架構中要么存在臂分流電阻，要么存在相位分流電阻，以便為電流控制環路服務，并提供電機過流保護;它們同樣可能用于IGBT過流保護——前提是信號調理的響應時間足夠快，可以在要求的短路耐受時間內保護IGBT。

　　圖2 IGBT過流保護技術示例

　　去飽和檢測利用IGBT本身作為電流測量元件。原理圖中的二極管確保IGBT集電極-發射極電壓在導通期間僅受到檢測電路的監控;正常工作時，集電極-發射極電壓非常低(典型值為1 V至4 V)。然而，如果發生短路事件，IGBT集電極電流上升到驅動IGBT退出飽和區并進入線性工作區的電平。這導致集電極-發射極電壓快速升高。

　　上述正常電壓電平可用來表示存在短路，而去飽和跳變閾值電平通常在7 V至9 V區域內。重要的是，去飽和還可表示柵極-發射極電壓過低，且IGBT未完全驅動至飽和區。進行去飽和檢測部署時需仔細，以防誤觸發。這尤其可能發生在IGBT尚未完全進入飽和狀態時，從IGBT關斷狀態轉換到IGBT導通狀態期間。消隱時間通常在開啟信號和去飽和檢測激活時刻之間，以避免誤檢。通常還會加入電流源充電電容或RC濾波器，以便在檢測機制中產生短暫的時間常數，過濾噪聲拾取導致的濾波器雜散跳變。選擇這些濾波器元件時，需在噪聲抗擾度和IGBT短路耐受時間內作出反應這兩者之間進行權衡。

　　檢測到IGBT過流后，進一步的挑戰便是關閉處于不正常高電流電平狀態的IGBT。正常工作條件下，柵極驅動器設計為能夠盡可能快速地關閉IGBT，以便最大程度降低開關損耗。這是通過較低的驅動器阻抗和柵極驅動電阻來實現的。如果針對過流條件施加同樣的柵極關斷速率，則集電極-發射極的di/dt將會大很多，因為在較短的時間內電流變化較大。

　　由于線焊和PCB走線雜散電感導致的集電極-發射極電路寄生電感可能會使較大的過壓電平瞬間到達IGBT(因為VLSTRAY = LSTRAY × di/dt)。因此，在去飽和事件發生期間，關斷IGBT時，提供阻抗較高的關斷路徑很重要，這樣可以降低di/dt以及一切具有潛在破壞性的過壓電平。

　　除了系統故障導致的短路，瞬時逆變器直通同樣會發生在正常工作條件下。此時，IGBT導通要求IGBT驅動至飽和區域，在該區域中導通損耗最低。這通常意味著導通狀態時的柵極-發射極電壓大于12 V。IGBT關斷要求IGBT驅動至工作截止區域，以便在高端IGBT導通時成功阻隔兩端的反向高電壓。原則上講，可以通過使IGBT柵極-發射極電壓下降至0 V實現該目標。但是，必須考慮逆變器臂上低端晶體管導通時的副作用。

　　導通時開關節點電壓的快速變化導致容性感應電流流過低端IGBT寄生密勒柵極-集電極電容(圖3中的CGC)。該電流流過低端柵極驅動器(圖3中的ZDRIVER)關斷阻抗，在低端IGBT柵極發射極端創造出一個瞬變電壓增加，如圖所示。如果該電壓上升至IGBT閾值電壓VTH以上，則會導致低端IGBT的短暫導通，從而形成瞬態逆變器臂直通——因為兩個IGBT都短暫導通。這一般不會破壞IGBT，但卻能增加功耗，影響可靠性。

　　圖3 密勒感應逆變器直通

　　一般而言，有兩種方法可以解決逆變器IGBT的感應導通問題——使用雙極性電源或額外的米勒箝位。在柵極驅動器隔離端接受雙極性電源的能力為感應電壓瞬變提供了額外的裕量。例如，–7.5 V負電源軌表示需要大于8.5 V的感應電壓瞬變才能感應雜散導通。 這足以防止雜散導通。

　　另一種方法是在完成關斷轉換后的一段時間內降低柵極驅動器電路的關斷阻抗。這稱為米勒箝位電路。容性電流現在流經較低阻抗的電路，隨后降低電壓瞬變的幅度。針對導通與關斷采用非對稱柵極電阻，便可為開關速率控制提供額外的靈活性。所有這些柵極驅動器功能都對整個系統的可靠性與效率有正面影響。