基于全陶瓷電容的112W長串LED boost驅動器方案

本參考設計采用MAX16834構建112.5W boost LED驅動器，用于驅動長串LED。這些長串LED被廣泛用于路燈和停車場照明。

　　輸入電壓：24VDC ±5% (1.49A)

　　VLED配置：兩串并聯，每串由19只WLED組成，5Ω電阻用于電流平衡。每串電流為750mA，在75V驅動下提供1.5A的電流。

　　調光：50μs (最小值)導通脈沖，200:1最高調光比，100Hz調光頻率。

　　注：本設計已經過驗證。但并未進行詳細測試，有些細節問題尚需進一步測試。

　 電路說明

　　概述

　　本參考設計用于為長串LED提供高壓boost電流源，長串LED的應用不僅限于路燈和停車場照明。長串LED允許采用高性價比的LED驅動方案，另外，由于各個LED具有相同電流，可以很好地控制亮度變化。本設計采用24V輸入，可提供高達75V的LED驅動輸出，可驅動1.5A LED燈串(或多串并聯)。測量到的輸入功率為115.49W，輸出功率為111.6W，具有96.6%的效率。

圖2. LED驅動器原理圖

圖3. LED驅動器布局

　PCB

　　MAX16834 boost設計的印制電路板(PCB)采用通用的兩層板(圖1和圖3)。有些PCB功能要求為可選項，測試時并沒有組裝這些電路，原理圖(圖2)中將其標注為“no-pop”。電路板在IC下方布設接地島，通過單點連接至功率地，以確保低噪聲特性。由于很多路燈生產廠商沒有適當焊接設備焊接其它形式的封裝，例如TQFN封裝，因此本設計采用了TSSOP封裝IC。圖4給出本設計的材料清單。

圖4. 材料清單

圖5. 設計表格提供了MOSFET和電感的峰值電流和RMS電流。

拓撲

　　設計采用工作在200kHz連續模式的boost調節器。圖5所示表格給出了MOSFET和電感的RMS電流和峰值電流。連續模式設計能夠保持較小的MOSFET電流和電感電流。然而，由于MOSFET (Q1)導通期間電流流過輸出二極管(D2)，輸出二極管的反向恢復損耗較大，并可能導致更大的關斷噪聲。從圖6電路波形可以看出，占空比為69%時，MOSFET的導通時間大約為3.4μs，關斷時間大約為1.5μs。一旦MOSFET關斷，漏極電壓將上升到輸出電壓與肖特基二極管壓降之和。

圖7. 輸出電壓(交流耦合)和開關MOSFET檢流電阻的電壓

　　MOSFET驅動

　　由于采用連續模式設計，MOSFET和電感峰值電流低于工作在非連續模式下的數值。但是，由于在導通和關斷期間都有電流流過MOSFET，MOSFET在兩次轉換期間存在較大的開關損耗。MAX16834以足夠強的驅動能力使MOSFET在5ns內完全導通，在10ns內完全關斷(圖8和圖9)，保持較低的溫升。如果設計中存在EMI問題，則改變MOSFET柵極的串聯電阻R5，以調整開關時間。如果這一變化引起功耗過大，可以增加另一個MOSFET Q2，與Q1并聯，以降低溫升。

圖9. 漏極電壓下降時間

輸出電容

　　驅動器的輸入和輸出電容可以采用陶瓷電容。陶瓷電容具有更小尺寸，工作更可靠，但容值有限，尤其是在設計中要求200V的額定電壓。圖5中，設計表格顯示驅動器需要一個5.4μF電容以滿足輸出紋波電壓的要求;為降低成本和空間，本電路采用4個1.2μF電容(共4.8μF)。輸出電壓開關紋波為2.88V (圖10和圖11)，紋波電流為182mA，是輸出電流的12%，略大于10%目標參數，但仍然能夠滿足要求。

圖11. LED電壓(交流耦合)和MOSFET檢流電壓

　　調光

　　MAX16834提供很好的調光。當PWMDIM (第12引腳)為低電平時，將發生三個動作：第一，開關MOSFET Q1的柵極驅動(NDRV，第15引腳)變為低電平，避免額外的能量傳送到LED串;第二，調光MOSFET Q4的柵極驅動(DIMOUT，第20引腳)變為低電平，降低LED串電流并保持輸出電容電壓固定;最后，為保持補償電容處于穩態電壓，COMP (第5引腳)變為高阻態，以確保IC在PWMDIM返回高電平時立即以正確的占空比啟動。每個動作都允許極短的PWM導通時間，因此可提供較高的調光比。

　縮短導通時間主要受限于電感的充電時間，參見圖12和圖13，可以看到電流能夠很好地跟隨DIM脈沖。在電流脈沖的起始位置有衰減，主要是由于電感電流的爬升(大約12μs或2–3個開關周期)。觀察波形，可以看出需要大約40μs至50μs的時間電壓才能完全恢復并建立。如果DIM導通脈沖小于50μs，輸出電壓將在下個關斷脈沖的起始處沒有足夠的時間。在提高DIM占空比之前，將一直持續這種現象。因此，滿載(1.5A)時，DIM導通脈沖不應低于50μs。這意味著100Hz DIM頻率下，調光比為200:1。降低最小導通脈沖的唯一途徑是提高輸出電容，這將提高系統的成本，而且在通用照明中并不需要。如果降低LED電流，最小導通時間可隨之降低，調光比增大。陶瓷電容表現為壓電效應，調光期間會出現一定的音頻噪聲。不過，通過適當電路板布局，可以最大程度地降低噪聲。

圖13. 大約50μs的調光脈沖

OVP

　　圖14中，LED串開路，MAX16834的過壓保護(OVP)電路在重新啟動之前將首先關斷驅動器400ms。因為輸出電容較小，電感儲能可能產生的過沖，因此采用了107V峰值電壓設置(高于83V設計值)。

　　電路調整及其它輸入、輸出

　　R15是線性數字電位器，可以在0A至1.7A之間任意調節LED電流。MAX16834具有一個輸入(SYNC)，用于同步控制器的開關頻率。UVEN輸入允許外部控制驅動器(通/斷)。REFIN輸入端的低阻信號源可以優先于電位器設置，控制驅動器電流。例如，微控制器經過緩沖的DAC可以通過REFIN直接控制LED電流。出現故障(例如OVP)時，FLT#輸出低電平。一旦解除故障，信號變為高電平，該信號并不閉鎖。

　　溫升

　　測量效率為96.63% (VIN = 24.01V、I_IN = 1.49A、PIN = 115.49W、VLED = 74.9V、I_LED = 1.49A、POUT = 111.60W)。由于電路的頻率較高，驅動器元件并不發熱。溫度最高的元件為調光MOSFET Q4，溫升大約41°C。這一溫升是由于小尺寸PCB布局造成的，可以通過增大漏極附近的覆銅面積改善。電感尺寸較大，具有23°C的溫升，高于預期的7°C (圖15)。電感似乎吸收了部分MOSFET熱量，因為它們共用大面積覆銅焊盤。

　　溫度測量

　　以下溫度是在實際LED負載測試中得到的：

　　VIN:24VDC

　　Ambient:16°CΔT

　　L1:39°C23°C

　　D1:51°C35°C

　　Q1:51°C35°C

　　Q3:57°C41°C

　　IC:33°C17°C

　　上電步驟

　　在LED+和LED-之間連接最多20只串聯LED，同時串聯安培表以測量電流(注：如果LED的正向導通電壓完全匹配并且/或者增加串聯均衡電阻，可以采用并聯架構)。

　　在VIN和GND之間連接24V、6A電源。

　　在連接器J2插入短路器。

　　打開24V電源。

　　調節R15將電流設置為0至1.5A。

　　如果需要調光，則在DIM IN和GND之間連接PWM信號(0V至3.3V)。

　　按照上述內容調節PWM占空比，實現調光。

圖14. LED串開路OVP

圖15. 預測電感的溫升。計算器來自Coilcraft提供的設計支持工具。