示波器夢想之硬件電路設計（一）

圖1耦合電路

所設計的耦合電路如上圖1所示：

數字示波器的輸入信號從BNC無源探頭輸入，由于輸入的模擬信號中有交流成分和直流成分在里面，所以此部分電路用來供用戶選擇是否需要測量輸入信號的直流成分。C35是耦合電容，用來隔離輸入信號的直流成分。耦合電容的值是根據后級輸入阻抗來計算，耦合電容與后面的負載電阻構成了RC高通濾波器，由RC高通濾波器的截止頻率計算公式（式1）

式1

后級信號調理電路的輸入阻抗是1M歐姆，所以為了使輸入信號能夠低至1Hz的交流信號，所以截止頻率應該低于1Hz，所計算而得的C電容值 應該大于0.16uF ，所以這里耦合電容的值取1uF 。

由交流輸入到直流輸入的切換用繼電器來實現，為了盡量減小繼電器切換時所引入的機械噪聲以免影響輸入信號，這里繼電器選用松下的小型信號繼電器TQ2-5V。由電路可知，繼電器斷開時為交流耦合方式，繼電器吸合時為直流耦合方式。

2信號調理電路設計

信號調理電路可分為兩個部分，第一部分是衰減網絡電路，第二部分是程控放大電路。

（1）衰減網絡電路設計

圖2衰減網絡電路

所設計的衰減網絡電路如圖2 所示。利用電阻串聯的分壓原理，衰減網絡電路實現兩級衰減，當繼電器K2斷開時，輸入信號被衰減到原來的0.5，即衰減2倍；當繼電器K2吸合時，輸入信號被衰減到原來的0.02，即衰減50倍。電阻旁邊的電容起頻率補償作用。之所以選擇的是可調電容，那是因為未知的待測信號的頻率是在可變的一個范圍里，如果輸入信號頻率很低，輸入電容對其還不會有多大影響，如果頻率上升，待測點的等效電阻和示波器輸入端的輸入電容會形成一個積分電路，如此便會造成高頻失真。所以為了避免此失真情況出現，在電阻旁邊并聯進容值可調的電容來形成一個微分電路，去抵消積分電路的效應。同樣的，為了減小機械噪聲，繼電器選用了松下電器的信號繼電器TQ2-5V。

（2）程控放大電路設計

圖3 程控放大電路

所設計的程控放大電路如圖3所示，衰減后的信號先經過的是由高性能、低噪聲的電壓反饋型放大器AD8066組成的電壓跟隨器，然后經過限流電阻R27進入到壓控增益放大器AD603。AD603是ADI公司生產的低噪聲、90MHz帶寬的可變增益放大器，增益以dB為線性，經過精密校準，而且不隨溫度和電源電壓而變化。增益由高阻抗(50 MΩ)、低偏置(200 nA)差分輸入控制；比例因子為25 mV/dB，因此僅需要1 V的增益控制電壓就能覆蓋增益范圍的中間40 dB。所以改變AD603的控制電壓即可改變該器件的放大倍數。1號引腳恒定輸入1.25V電壓，2號引腳的電壓由一片D/A轉換器TLV5618A來輸出。

由于AD603的高度靈敏性，控制電壓稍微不穩即可能引起震蕩，所以電阻R38和電容C51組成截止頻率為7.2Hz的低通濾波器，避免過多高頻噪聲的引入；然后用AD8066運算放大器組成的電壓跟隨器輸出到AD603。TLV5618A是德州儀器生產的雙路串行12位分辨率的D/A轉換器，兩路D/A輸出，輸出A是控制AD603的放大倍數。

由于后級A/D轉換器ADS830的輸入模擬電壓范圍是1.5V~3.5V，基線輸入電壓是2.5V，為了盡量利用A/D轉換器的量程，所以需要給前端輸入的模擬信號加上2.5V的偏置電壓。雙路D/A轉換器TLV5618A的另外一路輸出OUTB就是為了給輸入信號加入2.5V的偏置電壓而設計的。同樣的，為了保證這2.5V電壓的穩定，中間加入反相電壓跟隨器。

由于衰減網絡至少是衰減了0.5倍，為了得到增益為1時的信號，所以在程控放大電路的最后一級設計了同相放大器，放大倍數是2倍，如此一樣 ，原輸入信號就能原封不動地進入到A/D轉換器。所用運放是增益帶寬比高達145MHz的電壓反饋型放大器AD8065，其極高的輸入阻抗和極低的噪聲大大保證了信號的可靠傳輸。