DBI示波器的交錯處理

時間交錯使用了2個數字化儀。注意digitizerB的輸入延時了半個采樣周期。因此，digitizerB的數字化數據被延遲了半個采樣周期。兩個digitizer的輸出數據以半個采樣周期的延時交替讀出，這個可以在每個數據流和稍后匯總時交替插入0實現，如Figure2處理。

為了更好的討論DBI示波器中的過采樣技術，先看一下Figure3所示的頻域中的時間交錯。

我們在稱為“舊采樣頻率”的每個輸入通道采樣。低于耐奎斯特的頻率成份完全正確。高于耐奎斯特的成份將沿耐奎斯特頻率對折到位于耐奎斯特范圍之內。如果以寫入交錯的0而獲得升頻采樣，雖然能使有效采樣率加倍，但由于原始的數據以舊采樣率采樣和耐奎斯特以上的成份被折回仍然存在問題。此外，我們只獲得了新采樣頻率的低單邊帶映像。因此digitzerA的輸出展示了基帶（低于舊耐奎斯特）的原始頻譜成份1隨著頻率反向鏡像2（2，2的復數共軛）的變化。在舊耐奎斯特和舊采樣率（如果我們加倍也是新耐奎斯特）之間的波段，我們看到1的復數共軛和標記為2的原始頻譜成份。

同理，digitizerB頻譜被推遲的例外由上標D表示。這一點，我們調整了延遲以便digitizerB的樣點與在A和反之亦然插入的0對齊。由U操作表明的標記為C的頻譜圖展示了這個操作。如果你觀察到隸屬于延遲和延遲調整的頻譜成份和原始的頻譜成份是一致的規律。同樣，應用到復數共軛成份的延遲/延遲調整操作在共軛反向上產生結果。

如果將digitizerA的頻譜輸出和digitizerB的延遲調整頻譜相加，頻譜結果由原始成份1和2構成。共軛成份被忽略。這點，我們有效地增加采樣率到2倍的原始采樣率。由于低于采樣數據不會導致混淆的頻譜成份，他們將在總和操作中被忽略。

回到DBI示波器的過采樣操作，參見Figure4。

升頻采樣過程替代了digitizer后邊的數字信號處理電路。這點的數據是數字，所以操作可以在軟件中執行。關鍵點是下圖所示的原理框圖。

升頻采樣過程是濾波器和混頻器之后的過采樣模塊的函數。進入這個系統的數字數據以40GS/s采樣。升頻采樣器在有效采樣率增加到80GS/s的數據流中交替插入0。插入的交替0將原始數據和40GHz信號混頻。在任何混頻處理，這將導致原始基帶數據結果被鏡像到混合頻率的周圍。這個進程在頻域中的最好理解如Figure5所示。

使用一個雙工器將輸入信號頻譜分離到每個包含了一半頻譜內容上或下波段。16~30GHz的上波段下變頻到基帶。注意這個是頻譜反變換。

交替插入0到兩個波段的波形。這個過程將采樣率上變頻到80GS/s。這相當于將信號和40GHz的本振混頻，并且作為大約40GHz的基帶頻譜鏡像結果和諧波。在這點兩個波段的信號被低通濾波并且保留基帶頻譜和新的80GS/s采樣率下的40GHz耐奎斯特頻率。

高波段頻譜在基帶和依然頻譜反變換。將高波段和本振混頻以去除反變換的頻譜，并且將其恢復到原始的頻率范圍。混頻器的輸出是消除了高單邊帶鏡像的帶通濾波器，如Figure6所示。

這個過程的結果將高波段還原到原始位置和打開基帶區域。

記住，由于濾波操作，低波段僅有超過16GHz的部分轉換成現在延伸到和舊有的20GHz耐奎斯特頻率重復的16GHz~30GHz高波段部分。

在這點我們用合適的交躍相位糾正匯總低和高波段頻譜。80GS/s的采樣率能產生從DC到30GHz的持續頻譜。

因此你可以看到當數字帶寬交錯依賴于濾波器時利用時間采樣交錯的升頻采樣是基于相位消除的；但是，這兩種情況下采樣率加倍而不產生混淆是可能的。

最好的評估DBI過采樣技術的方法是在WaveMaster830Zi上查看21GHz的輸入信號。每個digitizer的輸入采樣率是40GS/s。

在這個采樣率下耐奎斯特頻率是20GHz。如果聯合輸入不是真實的80GS/s過采樣，21GHz信號將會混疊到19GHz。21GHz正弦輸入的頻譜如Figure7所示。

Figure7中FFT的刻度橫軸是3GHz/div，縱軸是10dB/div。21GHz譜線是47dB高過19GHz的譜線和筆其他雜散響應高40dB。這是力科DBI示波器升頻采樣處理良好工作最有說服力的證據。