同步整流技術在正激變換器中的應用研究

1 引言

近年來隨著電源技 術的發展，同步整流技術正在低壓、大電流輸出的dc/dc變換器中迅速推廣應用。在低壓、大電流輸出的情況下，輸出端整流管的損耗尤為突出。例如，對采用 1.5v、20a電源的筆記本電腦而言，此時超快恢復整流二極管的損耗已經超過電源輸出功率的50%，即使采用低壓降的肖特基整流二極管，損耗也會達到輸 出功率的18%～40%。因此，傳統的二極管整流電路已經成為提高低壓、大電流dc/dc變換器效率的瓶頸。

由于mosfet不能像二 極管那樣自動截止反方向電流，因此同步整流器的驅動是同步整流技術使用的一個關鍵。驅動方式的選取不僅關系到變換器能否正常工作，更決定了變換器性能。按 照驅動方法的不同，同步整流分為自驅型和外驅型，兩者的主要區別在于，自驅型同步整流管的驅動電壓一般采用的是變壓器上或輔助繞組上的電壓，而外驅型同步 整流管的驅動電壓是由外部同步整流驅動芯片產生的。本文將分別討論兩種同步整流驅動的方法，并闡述了同步整流中需要注意的問題。

由于正 激變換器是最簡單的隔離降壓式dc/dc變換器，其輸出端的lc濾波器非常適合輸出大電流，可有效抑制輸出電壓紋波。所以，正激變換器成為低電壓大電流功 率變換器的首選拓撲結構。正激變換器必須采用磁復位電路，以確保變壓器勵磁磁通在每個開關周期開始時已經復位，常見的磁復位方法有：有源鉗位、rcd鉗 位、繞組復位、諧振復位等，如圖1所示。

rcd鉗位的方法雖然電路簡單，但是它大部分磁化能量消耗在鉗位電阻中，不利于效率的提高；有源鉗位雖然可以重復利用變壓器磁化能量和漏感能量，但是有 源鉗位系統的控制帶寬受到限制，動態性能不好，并且它多用了一個鉗位開關，增加了驅動電路的難度和變換器的成本；而諧振復位由于諧振電壓比較高，因此對開 關管的電壓應力要求就更高；對于繞組復位的方法，結構較簡單，磁復位時將能量回饋到輸入源中，并且對開關管的電壓應力要求并不高。

2 自驅同步整流

2.1 柵極電荷保持驅動方法的基本原理

對于本文選用的 繞組復位正激變換器，其傳統傳統自驅型同步整流的方法如圖2所示，在磁復位結束后，變壓器的電壓將為零，并且會保持在零直到下一周期開始，這樣續流管將沒 有電壓提供驅動，電流會從其體二極管中流過，而其體二極管正向導通電壓高，反向恢復特性差，導通損耗非常大，這是傳統自驅同步整流的主要缺點，因此提出了 采用柵極電荷保持的同步整流方法，它的原理如圖3所示。

在t0時刻之前，輸入信號v1為0，開關s1關斷，電容c的初始電壓為0。在t0時刻，輸入信號v1為正，通過二極管d對電容c充電；在t1時 刻，輸入信號v1為0，二極管d承受反壓截止，只要開關s1保持關斷，電容c上的電荷得以保持，v2維持高電平；在t2時刻，開關s1導通，電容c通過 s1放電，v2變為0。如果c是同步整流管的柵極寄生電容，s1是一個輔助開關，那么在t1到t2這段時間內，輸入驅動信號v1降為0時，同步整流管的柵 極電壓仍可保持高電平。

2.2 柵極電荷保持驅動正激變換器

利用柵極電荷保持的驅動方法，傳統電壓驅動同步整流器在變壓器電壓死區時間內，續流管體二極管的導通問題很容易解決，圖4給出了柵極電荷保持電壓驅動正激變換器的原理圖和主要波形。

在t0到t1的時間內，開關管s1開通，變壓器副邊電壓變為上正下負并驅動s2和s4使它們導通。s3的柵極電容通過s4放電，s3的柵極電壓降為0，s3關斷，輸出電流流進s2。

在t1時刻主開關管s1關斷，變壓器進行磁復位，變壓器副邊電壓變為下正上負，s2和s4關斷，s3的柵極電容由流經d1的電流充電。s3柵極為高電平 導通，負載電流流經s3。在t2時刻磁復位結束，變壓器副邊電壓變為0，由于二極管d1承受反壓截止，s4關斷，s3的柵極驅動電壓保持不變，因此，即使 變壓器副邊電壓為0，s3仍然保持導通，繼續續流。s3的柵極電壓一直保持到下一個開關周期開始，也是s4導通之時，這就解決了死區時間內s3體二極管續 流導通的問題。