單向開關前置的單相PFC電路仿真研究與分析

使用高頻開關電路作為功率變換單元的電力電子設備功率因數低的根源是整流電路后增加的濾波電容，該電容能使輸出電壓平滑但卻使輸入電流變為尖脈沖，從而嚴重影響電路的功率因數。功率因數校正的基本思想是將整流器和濾波電容分開，使整流電路的容性負載變為阻性負載，從而達到功率因數校正的目的。本文引入了單向開關前置的單相PFC電路較好地解決了單相不控整流電路功率因數低下的問題。

1 單相不控整流電路的結構及仿真分析

對于在單相不控整流電路中，如果負載等效為一個純電阻，則輸入功率因數為1。但通常情況下負載幾乎不可能為純電阻，這時電路的輸入電流波形就會發生畸變。下面結合圖1所示的大電容濾波的單相不控整流電路的結構，對該電路進行仿真分析。仿真參數設置如下：輸入相電壓有效值US=220V，輸出濾波電容C=1500μF,負載R=20Ω。輸入相電壓相電流波形如圖2所示，仿真測量的功率因數值如圖3所示。通過仿真結果可以看出：這種電路具有功率因數低，輸入電流的波形畸變程度大，輸入諧波電流含量嚴重超標的缺點。

2 單向開關前置的單相PFC電路結構及工作狀態分析

單向開關前置的單相PFC電路的結構如圖2所示。和單相不控整流電路的區別在于增加了單向開關S1和電感L,用來完成功率因數校正功能,其中單向開關S1由VD5、VD6和VT1組成。整流部分由VD1、VD2、VD3、VD4構成，C起儲能和輸出濾波的作用，R1為負載。

(2)單向開關前置的單相PFC電路工作狀態分析

在連續導通模式下，對應開關管的一個高頻周期各段時間的等效電路如圖3所示。其中工作狀態1和工作狀態2是工頻正半周時的情況，工作狀態3和工作狀態4是工頻負半周時的情況，后兩個狀態只是前兩個狀態在負半周的重復。為了分析方便，各二極管和開關管的導通壓降看作零，C看作足夠大，保證輸出電壓恒定,RS為取樣電阻，其壓降忽略不計。下面詳細分析各工作狀態的工作情況。

工作狀態1：在這個時間段內，US處于正半周期，開關管VT1導通，則圖3可等效為圖3(a)所示的電路，此時電源US給L充電,由于開關頻率遠高于工作頻率，可以看作電源電壓為恒定值，則L上的電iL流逐漸增加；同時輸出濾波電容C放電，給負載提供能量。這個時間段的電路微分方程為(1)式。

工作狀態2：在這個時間段內，US處于正半周期,開關管VT1關斷，則圖1可等效為圖3(b)所示的電路，此時，電源US一邊給C充電，一邊給負載提供能量。C兩端的電壓逐漸上升。這個時間段的電路微分方程為(2)式。

工作狀態3：在這個時間段內，US處于負半周期，開關管VT1導通，則圖3可等效為圖3(c)所示的電路，此時電源US給L反向充電，iL的實際方向與圖示參考方向相反。由于開關頻率遠高于工作頻率，可以看作電源電壓為恒定值，則L上的電流iL反向逐漸增加；同時輸出濾波電容C放電,給負載提供能量。這個時間段的電路微分方程為(3)式。

工作狀態4：在這個時間段內，US處于負半周期，開關管VT1關斷，則圖3可等效為圖3(d)所示的電路，此時，電源US處于負半周，iL的實際方向與圖示參考方向相反，US一邊給C充電，一邊給負載提供能量。儲能電容C兩端的電壓逐漸上升。這個時間段的電路微分方程為(4)式。

3 單向開關前置的單相PFC電路仿真分析

按照上述理論分析，下面利用Matlab7.1中的Simulink6.0仿真軟件對電路進行仿真，假定參數設置如下：US=220V，初級電感L=1×10-3H，輸出儲能電容C=1500μF，開關管的工作頻率為fS=50kHz，負載R1=80Ω。仿真結果如下:

系統進入穩態后，輸入電壓電流波形如圖4所示。可以看出變換器輸入電流很好的跟蹤了輸入電壓的波形。為了便于比較,圖中交流電壓US幅值是原來的1/20，每一格代表20V，電流的單位是A。

功率因數的曲線如圖7所示，從圖中可以看出在0.15秒以前電路處于非穩定狀態，功率因數有較大跳變，在0.15秒以后電路進入穩定狀態，功率因數可以接近1。

為了清楚起見，仿真試驗還對輸入相電流信號進行了傅立葉分析,其基波和各次諧波的數值如圖8所示。從圖中可以清楚的看到，三次諧波的幅值已經降到很低的程度，其它5次、7次、9次、11次和13次…諧波電流也大幅度下降。圖中SXZL直方圖表示大電容濾波的三相不控整流電路的輸入電流諧波分布，PFC直方圖表示基于移相電抗器的三相無源功率因數校正后的電流諧波分布，IEC直方圖表示IEC61000-3-2標準中A類標準對電網諧波的要求。

4 結束語

單向開關前置的單相PFC電路可以實現輸入電流連續導通模式，減小了電流應力，使儲能電容兩端的電壓得到抑制。通過優化電路參數配置可以實現很高的功率因數，而且輸出電壓穩定，輸出紋波電壓低，能夠獲得很好的輸出特性。