改進峰值電流模式控制

最糟糕的設計方案通常會在最低輸入電壓下產生最大輸出功率。而在現(xiàn)實情況中，高輸入線路的最大功率可能是最低輸入線路電壓所輸送功率的兩倍。這會迫使電源設計人員必須對功率級進行過量設計。本文將探討輸入功率增加的原因以及降低方法。此外，還將介紹一種可提升峰值電流模式控制性能的創(chuàng)新方法。

反向轉換器變壓器基本上由兩個耦合電感器組成。當主開關接通期間，電能被儲存在主耦合電感器中。由于變壓器具有一次繞組和二次繞組配置，因而當主開關接通時，輸出二極管 (D1) 會被反向偏置（圖1a–1b）。當主開關斷開時，會將儲存在主耦合電感器中的電能傳送到輸出耦合電感器中，作為驅動負載的能量。反向變壓器能對輸出電壓進行升壓或降壓轉換，并提供輸入到輸出的隔離。

圖1.1a) 主耦合電感器中存儲的電能；1b)電能傳送至二次繞組

峰值電流模式控制
出于對成本和簡約性的考慮，反向轉換器通用采用峰值電流模式控制，因而不能直接測量輸出電流。當反向轉換器出現(xiàn)過載故障時，輸出電壓就會下降。這樣，反饋補償電壓就會升高至脈寬調制 (PWM) 控制器限流閥值之上，而且 PWM 會在逐脈沖過限流限制 (pulse-by-pulse current limit) 模式下運行，這時反饋電壓不再控制 PWM 占空比。當峰值主電流超過 PWM 控制器限流比較器電壓參考值 (V_CS) 時，終止占空比。

峰值電流模式控制面臨的挑戰(zhàn)
當控制器處于逐脈沖過限流限制模式下時，主開關無法即時關閉。在 PWM 和功率級內存在傳播延遲，其中包括控制器的前沿消隱 (LEB)，在限流比較器、邏輯電路、柵極驅動器中的傳播延遲，以及功率 MOSFET 的關閉延遲。傳播延遲會導致峰值主電流因過沖而高于預期值。

方程式 1計算實際峰值主電流：

(1)

計算出峰值主電流后，我們可用方程式2來計算輸入功率：

(2)

這些傳播延遲可以長達數(shù)百納秒。我們能使用方程式3來計算主電流的斜率，其中 V_IN為整流直流線路電壓，L_P為變壓器的初級電感，dt為總傳播延遲。

(3)

若傳播延遲 (方程式 3中的 dt)保持不變，那么當 V_IN增大時，主電流斜率也會相應增大。由于存在傳播延遲，最大 V_IN下的峰值電流會因過沖而高于最小 V_IN下的峰值電流（圖2）。

圖2.傳播延遲與 V_IN的關系

結果是輸入和輸出功率隨著輸入線路電壓的增大而增大?？膳e例說明這一問題。峰值主電流（方程式4）能根據(jù)如下系統(tǒng)要求得出：

(4)


對于峰值電流模式控制，我們能在計算峰值電流后確定電流感應電阻值大?。?b>方程式5）。

(5)


V_CS為 PWM 限流比較器電壓參考 (0.5V)。最小輸入電壓下的峰值電流過沖是：




在最大輸入線路電壓下，峰值電流是（方程式6）：

(6)