TL494用在正激電源中 散發能量無限大

本文基于TL494驅動芯片的雙管正激小功率電源，首先來說說正激變換吧，正激變換的拓撲簡單，升壓、降壓范圍寬，所以被廣泛應用于中小功率電源變換場合。正激變換與TL494可謂天作之合，具有著同樣特點而且是我今天介紹的主角——TL494閃亮登場，驅動芯片TL494是一種成本低廉、驅動能力強、死區時間可控，并帶有兩個誤差放大器。當負載變化時進行電壓和電流反饋PI調節，這樣就進一步加強了電源穩定性。

1 雙管正激變換器電路

雙管正激變換器電路如圖1所示。

該主電路拓撲結構有三個優點：

(1) 克服了單端正激變換器中開關電壓應力高的缺點。

(2) 不需要采用特殊的磁通復位技術，避免復雜的去磁繞組的設計和減少高頻變壓器的體積，使電路變得簡潔，也不需要加RCD來進行復磁箝位，并能對電源進行饋電，提高了效率。

(3) 與全橋變換器和半橋變換器相比，每一個橋臂都是由一個二極管和一個開關管串聯組成，不存在橋臂直通的問題，可靠性高。

2 PWM驅動芯片TL494 的特點

TL494是典型的固定頻率脈寬調制控制集成電路，它包含了控制開關電源所需的全部功能，可作為雙管正激式、半橋式、全橋式開關電源的控制系統。它的工作頻率為1~ 300 kHz，輸入電壓達40V，輸出電流為200mA，其內部原理圖如圖2 所示。

TL494 內部設置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率f = 1. 1/ ( R C) ，它可由兩個外接元件R 和C 來調節( 分別接6 腳和5 腳) 。TL494 內設兩個誤差放大器，可構成電壓反饋調節器和電流反饋調節器，分別控制輸出電壓的穩定和輸出過流的保護; 設置了5V 1%的電壓基準( 14 腳) ，它的死區時間調節輸出形式可單端， 也可以雙端，一般是作為雙端輸出類型的脈寬調制PWM，TL494作為一種PWM 控制芯片有如下特點：

(1) 控制信號由IC 外部輸入，一路送到死區時間控制端，一路送到兩路誤差放大器輸入端，又稱PWM比較器輸入端。

(2) 死區時間控制比較器具有120 mV 有效輸入補償電壓，它限制最小輸出死區時間近似等于鋸齒波周期時間的4% 。在死區時間控制端，設置固定電壓時( 范圍0~ 0. 3 V) 就能在輸出脈沖上產生附加的死區時間。

(3) 在輸出控制13 腳接地時，這將使最大占空系數為已知輸出的96 %，而在輸出控制13 腳接參考電平時，占空比則是給定輸出的48 % 。

(4) 脈寬調制比較器、誤差放大器能調節輸出脈寬。

圖4 是對直流側輸出的電壓進行采樣，其中光耦選擇至關重要。我們用TLP521，內部是兩只光耦集成在一個芯片中，其傳輸特性幾乎完全一致，根據電流相等的原理，這樣就能夠實現高精度的直流高壓隔離采樣。

TL494 內部設置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率f = 1. 1/ ( R C) ，它可由兩個外接元件R 和C 來調節( 分別接6 腳和5 腳) 。TL494 內設兩個誤差放大器，可構成電壓反饋調節器和電流反饋調節器，分別控制輸出電壓的穩定和輸出過流的保護; 設置了5V 1%的電壓基準( 14 腳) ，它的死區時間調節輸出形式可單端， 也可以雙端，一般是作為雙端輸出類型的脈寬調制PWM，TL494作為一種PWM 控制芯片有如下特點：

(1) 控制信號由IC 外部輸入，一路送到死區時間控制端，一路送到兩路誤差放大器輸入端，又稱PWM比較器輸入端。

(2) 死區時間控制比較器具有120 mV 有效輸入補償電壓，它限制最小輸出死區時間近似等于鋸齒波周期時間的4% 。在死區時間控制端，設置固定電壓時( 范圍0~ 0. 3 V) 就能在輸出脈沖上產生附加的死區時間。

(3) 在輸出控制13 腳接地時，這將使最大占空系數為已知輸出的96 %，而在輸出控制13 腳接參考電平時，占空比則是給定輸出的48 % 。

(4) 脈寬調制比較器、誤差放大器能調節輸出脈寬。

圖4 是對直流側輸出的電壓進行采樣，其中光耦選擇至關重要。我們用TLP521，內部是兩只光耦集成在一個芯片中，其傳輸特性幾乎完全一致，根據電流相等的原理，這樣就能夠實現高精度的直流高壓隔離采樣。

由電路圖可知輸入輸出比：

當反饋電壓3 腳從0. 5V~ 3.5V時，輸出脈寬從被死區時間控制輸入端確定的最大導通時間里下降到零。

3 電源電路

3. 1 電源主電路

從圖3 可以看出，電路結構簡單，容易實現，并在MOSFET 橋臂增加了霍爾傳感器，以保證輸出反饋電流環的要求。為了增加電路的通用性， 設計的電路板增加了雙路輸出的功能，只要改變變壓器的設計，即可以完成多路輸出。當兩個主功率開關管截止時，原邊繞組的電壓極性相反，使另外一橋臂的兩個二極管導通，電壓被箝位在輸入電壓值。因此開關管承受的電壓與輸入電壓相同。在輸入電壓最大值低于350 V時，開關管只需要選擇450 V 的耐壓值即可。這里我們選用N 溝道MOSFET ， IRF830( 4. 5 A/ 500 V) 。

3. 2 直流側電壓采樣

只要合理選擇電阻的參數值，就可以把高壓側的輸出電壓降為需要的采樣電壓值。

3. 3 流過主電路開關管的電流采樣

圖5 中4R1接主電路上的霍爾傳感器，有效地避免因變壓器原邊電流過流而可能出現燒壞主電路功率開關管的現象。為此，必須對流過MOSFET 開關管的脈沖電流大小進行采樣。當發生過流時， 系統應能夠快速反應做出相應的保護措施。流過MOFET 脈沖電流經開環霍爾電流傳感器轉換為電壓信號，再經過簡單RC 濾波和同相比例放大器得到需要的電流采樣值。

3. 4 主控制電路

主控芯片電路如圖6。TL494的13 腳接到高電平，運行在推挽輸出模式。10 腳作為驅動信號輸出接口，驅動電流可達500 mA。4 腳外圍電路是軟啟動部分。由于T L494 內部放大器15、1 6、3 腳組成的放大器構成了過流保護電路，一旦檢測到電流過流，則3 腳輸出高電平封閉了1、2、3腳組成的放大器。同時，使得PWM 輸出占空比減少，保證主電路開關管的安全。

反饋電壓的PI 調節部分的LM324內部的一個放大器組成的電壓閉環。T L494 的1、2、3 腳組成的內部放大器構成了電流閉環。當輸出電壓偏高時，經過了電壓閉環電路后，ULOOP 變小， 經過了電流閉環后，FB 端口電壓變大，輸出PWM 脈寬變小，輸出電壓調低。當變壓器原邊電流增大時，經過了電流閉環后，FB 端口電壓變大，輸出PWM 脈寬變小，電流值減小，可見構成的雙環系統可以穩定的運行。

3. 5 MOSFET 驅動電路

主電路的兩個MOSFET開關管要求同時開通，同時關閉。主控芯片TL494 發出的控制信號，要一分為二來驅動MOSFET。驅動信號經過推挽電路，再經過脈沖變壓器可以很方便的得到一對同相位的控制信號。

4 試驗波形

通過調壓器在供電電源端輸入110 V 的交流電壓，使得系統穩定的工作在30 V、1 A 的負載下， 觀察TL494 電源芯片輸出的驅動信號波形、MOSFET開關管Ugs、Uds 、負載正常工作時的波形、以及突然加載、突然掉載情況，其試驗波形如圖7。

5 總結

開關電源中最重要的要數DC-DC變換器和控制電路兩部分。文中通過對樣機測試，從而得以證明該電路實用可靠并工作穩定，當然技術細節上還有待提高，將來會對PFC和軟開關設計進一步研究。