一種LED串的DCM升壓轉換器的設計方案

固定頻率升壓轉換器非常適合于以恒流模式驅動LED串。這種轉換器采用不連續導電模式(DCM)工作，能夠有效地用于快速調光操作，提供比采用連續導電模式(CCM)工作的競爭器件更優異的瞬態響應。當LED導通時，DCM工作能夠提供快速的瞬態性能，為輸出電容重新充電，因而將LED的模擬調光降至最低。為了恰當地穩定DCM升壓轉換器，存在著小信號模型。然而，驅動LED的升壓轉換器的交流分析，跟使用標準電阻型負載的升壓轉換器的交流分析不同。由于串聯二極管要求直流和交流負載條件，在推導最終的傳遞函數時必須非常審慎。

本方案先將使用基于所研究轉換器之輸出電流表達式的簡化方法。然后將深入研究應用方案，驗證測量精度，并與理論推導進行比較，最終驗證了本方案的實用性。

第1部分：的驅動LED串的DCM升壓轉換器的理論

1 驅動LED串以發光的升壓轉換器

圖1顯示了驅動LED串的恒定頻率峰值電流工作模式升壓轉換器的簡化電路圖。輸出電流被感測電阻Rsense持續監測。相應的輸出電壓施加在控制電路上，持續調節電源開關的導通時間，以提供恒定的LED電流Iout.這就是受控的輸出變量。

圖1:動LED串以發光的升壓轉換器

發光時， LED串會在LED連接的兩端產生電壓。這電壓取決于跟各個LED技術相關的閾值電壓VT0及其動態阻抗rd.因此，LED串兩端的總壓降就是各LED閾值電壓之和VZ,而而動態阻抗rLEDs表示的是LED串聯動態阻抗之和。圖2顯示的是采用的等效電路。您可以自己來對LED串壓降及其總動態阻抗進行特征描述。為了測量起見，將LED串電流偏置至其額定電流IF1.一旦LED達到熱穩定，就測量LED串兩端的總壓降Vf1.將電流改變為稍低值IF2并測量新的壓降VF2.根據這些值，您可計算出總動態阻抗，即：

“齊納”電壓約等于LED串電壓VF1減去rLEDs與測量點電流之積：

圖2:LED采用串聯連接

需對它們的閾值電壓進行累加;而總動態阻抗是串聯連接的各個LED動態阻抗之和。回頭再看圖1,LED串與感測電阻Rsense串聯。總交流(ac)阻抗因此就是兩者之和：

圖3是大幅簡化的等效直流(dc)電路圖。直流輸出電壓Vout等于輸出電流Iout與電阻Rac之積再加齊納電壓，在交流條件下，由于齊納電壓恒定，故上述等式可簡化為：

圖3:直流簡化電路圖

2 簡化模型

電流源實際上指的是從輸入電源獲得并無損耗地傳輸到輸出的電流。電流源可以被控制電壓Vc向上或向下調節，而Vc逐周期設定電感峰值電流。控制器通過升壓轉換器開關電流感測電阻Ri來觀測電感峰值電流，并以此工作。當Ri兩端電壓與控制電壓匹配時，電源開關就被指示關閉。如果我們現在來考慮交流電路圖，就要考慮電容及其寄生元件，如圖4所示。

圖4:交流模型使用跟電容模型相關的總阻抗Rac

在存在補償斜坡的情況下，控制電壓不再是固定的直流電壓，而是斜率會影響最終峰值電流設定點的斜坡電壓。圖5顯示了最終波形。到達峰值電流值的時間比不存在斜坡的情況下更快，就好像我們會人為增加電流控制感測電阻Ri一樣。它有降低電流控制環路增益及降低連續導電模式(CCM)下兩個極點的作用。當轉換器過渡到DCM時，仍然存在斜坡，必須予以顧及。

圖5:由于補償斜坡的緣故，峰值電流并不等于控制電壓除以Rsense

3 完整交流模型

既然我們已經推導出所有系數，我們就可以更新原先圖4中中所示的模型。更新的電路圖如圖6示。R1對應于等式(20)中的系數，并可推導出與輸出電壓調制直接成正比的電流。

圖6:交流模型圖

4 應用脈寬調制(PWM)進行調光控制

我們將使用下面的值來檢驗我們的計算。這是一款DCM升壓轉換器，為22V壓降的LED串提供恒定功率，詳細參數參看附件。

圖7:平均模型幫助驗證工作偏置點及交流響應

圖8:波特圖確認了直流增益及極點位置

第2部分：LED調光控制系統的實際應用方案與驗證

1 LED調光控制系統電路圖

高亮度白光LED的模擬調光會產生色偏。PWM數字調光控制是預防色偏的首選調光方法，因為發光強度將是平均流明強度。PWM導通周期期間的LED電流幅值與調光比為獨立互不影響。

圖12代表的是汽車應用LED調光控制系統，其在關閉模式下靜態電流消耗低于10 A.它采用安森美半導體的NCV887300 1 MHz非同步升壓控制器，此器件以恒定頻率不連續峰值電流模式工作。負載包含一串共10顆的串聯Nichia NSSW157-AT[2]白光高亮度LED.相應的電路板如圖13所示。

圖12:用了NCV887300的LED PWM調光控制電路

圖13:NCV887300 LED演示電路板

2 LED交流動態阻抗特性鑒定

根據制造商數據表中在特定工作條件下測得的特征曲線，可以近似得出LED動態阻抗。系統具體熱工作條件可能大不相同。第1部分的文章中介紹了系統LED動態阻抗的系統級方法，這方法對器件進行了系統級熱條件下的特性鑒定。就第2部分的文章而言，我們使用頻率響應分析儀，在100% PWM占空比的熱穩定工作條件下，測量電路內的電流感測電阻、PWM FET阻抗及累積串聯動態阻抗見下圖14。

圖14:電流感測反饋網絡的電路內小信號響應

3 系統性能測試

圖12中所示的LED調光電路的1000:1 200 Hz PWM調光工作波形如圖15所示。VC波形上有少許補償電容電壓放電，這是Q9雙向開關響應時間與透過D19的PWM鉗位激活之間的競爭條件產生的結果。電阻R29被引入，與鉗位二極管D19串聯連接，以限制補償網絡電荷耗盡。VFB波形維持想要的數字波形及幅值(無模擬調光)。

PWM信號指令轉為低態后出現額外短路持續時間GDRV波形(第6個脈沖)，這是NCV887300內部邏輯傳播延遲響應時間的結果。此額外脈沖的能量有利于幫助維持輸出升壓電容中的電荷，因為它補償了深度PWM調光工作模式期間的某些寄生漏電流能量損耗。

圖15:1000:1 200 Hz深度調光工作

第三部分：結論

本方案分兩部分進行，第1部分介紹的驅動LED串的DCM升壓轉換器的理論小信號響應等式;在第2部分中有效地應用于分析LED PWM調光電路。方案中探討了200 Hz 1000:1深度調光能力的實際層面問題。最后運用仿真和測量結果，與忽略相位誤差的情況進行比較得到1000:1 200 Hz PWM工作波形顯示出了極佳的工作性能。從而也證實了本方案的實用性。