使用一次側回授的 4.2 W GU10 LED 照明驅動器

圖 4 TPS92310 方塊圖

1.4 ZCD 檢測、延遲設置與輸出過壓

零交叉檢測 (ZCD) 引腳對變壓器輔助繞組進行零電流檢測。當 ZCD 電壓低于VZCD(TRIG)電平時，內部 RS 觸發器便向 IDLY 延遲模塊發送一個 ZCD 信號，觸發下一個開關周期。該引腳的雙層檢測 (ARM/TRIG)，可以確保開關 FET 在隔離變壓器二次側零電流時“開啟”。圖 5 顯示了開關 FET“漏電流”的典型開關波形圖。控制器還會為 ZCD 檢測提供 300ns 的空余時間，以避免出現任何可能的振鈴影響。

為了降低轉換器工作期間的 EMI 和開關損耗，TPS92310 控制器使用了一個 DLY 引腳。連接一個外電路電阻器，可以很容易地控制延遲計時器。利用這種 IDLY 引腳，轉換器可以確保變壓器繞組零電流，無需“開啟”主開關 FET。必須根據隔離變壓器主繞組電感和開關 FET 漏極充電之間的諧振頻率，來考慮預設延遲計時器值。利用下列方程式，我們可以計算得到Tdly：

(2)

其中：

Lp=變壓器一次繞組電感

Coss=MOSFET 輸出電容

Tdly 用于控制 VCOMP 的放電時間，因此它必須由連接 DLY 引腳的外部電路電阻器來設置，如圖 6 所示。

圖 5 典型開關波形

圖 6 Tdly 設置曲線

ZCD 引腳同時也用作輸出過壓保護。輔助繞組上的正電壓呈現為輸出LED 電壓，會被外部分壓式電阻器檢測到，如圖 7 所示。ZCD 引腳上的過壓超出 OVP 閾值 3 個周期。驅動輸出應被關閉，并且控制器實施重啟模式。OVP 電壓的計算方法如下：

其中：

Ns=輔助繞組匝數

Na=輸出繞組匝數

VD=輸出整流器的正向電壓

輔助繞組上的負電壓代表輸入電壓的反射電壓，因此，當選擇 RU 時，需考慮電阻器的功耗。0.2mA 到 0.5mA 的電流較為合適。把一個二極管連接至　ZCD 引腳，以將這種負電壓控制在 1V 以下。我們總是會在 ZCD 引腳和 GND 之間連接一個小容量電容器 C，目的是消除可能出現的振鈴影響，確保精確的 OVP，并實現適合的谷值開關接通。

圖 7 ZCD 引腳連接電路

1.5 輸出短路保護

TPS92310 控制器工作在電壓模式控制下，需要使用逐周期限制，以實現 OCP 和 SCP。在這種隔離式反激結構中，控制器提供兩種具有不同 OCP 閾值(0.64V 和 3.4V)的恒定導通時間模式。利用如下方程式，可以計算出主電流的檢測電壓大小：

其中：

REF=控制器的 0.14

VLED = 12 V

VD = 0.8 V

Vin_min = 127 Vdc

本設計中，Vor 約等于 85V，也即 Nx(VLED + VD)

η=效率，低線壓時估算得到約 0.8

對于這種傳統型反激設計，Visns 約為 0.53 V。

由于 Vin_min 電壓固定，而 Vor 設計電壓也幾乎固定不變，因此，當 LED電壓不同時，Visns 幾乎為恒定。檢測電壓低于 OCP 閾值，因此我們可以配置 0.64 V OCP 閾值的恒定導通時間模式，實現優異的輸出短路保護。這種模式可以用于所有傳統反激設計中。為了避免輸出短路期間 ZCD 檢測的振鈴干擾，必須在 ZCD 引腳和 GND 之間連接一個小容量電容器，以消除偽 ZCD 檢測。一個 10-Pf 電容器較為適合于這種設計。圖 8 顯示了輸出短路波形。

圖 8 輸出短路保護 (SCP) 波形

1.6 外部線壓調節補償

由于控制器固有的傳播延遲，高線壓和低線壓下存在不同的峰值電流，如圖 9 所示。相同傳播延遲情況下，相比低線壓輸入電壓，高線壓輸入電壓會產生更高的電流差。根據方程式 1，輸入電流檢測誤差會影響 LED 電流，導致線壓調節效果不是很好。當輸入電壓從低線壓變為高線壓時，有兩種方法可以改善線壓調節：

1、 添加一個快速關閉電路(如圖 10 所示)。它可以減少 MOSFET 開關延遲，并改善本設計中 230 Vac 的 5 mA 電流容限。

2、 添加一個輸入電壓檢測電路(如圖 11 所示)，以縮短高線壓下的導通時間;通過調節 R17 至 110 Vac 和 230 Vac 線壓，達到理想的高電流精確度。R19、R19 和R20判定LED電流的拐點。圖 12 顯示了使用外部補償的線壓調節比曲線。

圖 9 固有傳播延遲

圖 10 快速關閉電路

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