靈活的4mA至20mA壓力傳感器變送器，集成電壓或電流驅動

　　　電路功能與優勢

　　圖1所示電路是一款靈活的電流發送器，可將壓力傳感器的差分電壓輸出轉換為4 mA至20 mA電流輸出。

　　該電路針對各種橋式電壓或電流驅動型壓力傳感器而優化，僅使用了5個有源器件，總不可調整誤差低于1%。電源范圍為7 V至36 V，具體取決于元件和傳感器驅動器配置。

　　該電路的輸入具有ESD保護功能，并且可提供高于供電軌的電壓保護，是工業應用的理想選擇。

　　圖1. 壓力傳感器信號調理電路，具有4 mA至20 mA輸出(顯示為傳感器電壓驅動模式)，原理示意圖：未顯示所有連接和去耦)

　　電路描述

　　該設計提供完整的4 mA至20 mA發送器壓力傳感器測量解決方案。有三個重要的電路級：傳感器激勵驅動、傳感器輸出放大器和電壓-電流轉換器。

　　電路所需總電流(不計電橋驅動電流和輸出電流)為5.23 mA (最大值)，如表1所示。

　　表1. 25°C時最大電路電流

　　激勵：電壓驅動配置

　　需使用電壓驅動或電流驅動，具體取決于所選壓力傳感器。該電路使用四分之一的 ADA4091-4 (U2A)，并通過開關S1選擇不同配置，支持兩種選項之一。圖2顯示電壓驅動配置，S1位置最靠近識別標志(參見CN0295設計支持包中的完整電路布局和原理圖： http://www.analog.com/CN0295-DesignSupport。電壓驅動通常采用該級的增益(1 + R5/R6)配置為6 V電橋驅動電壓。其他驅動電壓可通過適當改變電阻比獲得：

　　請注意，電源電壓VCC應至少比電橋驅動電壓高0.2 V，以便讓U2A具有足夠的裕量。 ADA4091-4:

　　該電路選擇運算放大器 ADA4091-4，因為它具有低功耗(每個放大器250 μA)、低失調電壓(250 μV)以及軌到軌輸入輸出特性。

　　因為ADR02的精度(A級：0.1%，B級：0.06%)和低靜態電流 (0.8 mA)特性，選用ADR02作為5 V基準電壓源。

　　圖2. 傳感器電壓驅動配置(原理示意圖：未顯示所有連接和去耦)

　　激勵：電流驅動配置

　　通過將S1移動至離開識別標志最遠的位置，便可將電路切換至圖3所示的電流驅動配置。

　　在電流驅動模式中，電路配置為R4 = 2.5 kΩ且 I_DRIVE= 2 mA。使用下式選擇R4值，可獲得較低或較高的I_DRIVE值。

　　通過下式可計算驅動電壓V_DRIVE:

　　VCC電源需要0.2 V裕量，因此：

　　圖3. 傳感器電流驅動配置(原理示意圖：未顯示所有連接和去耦)

　　電橋輸出儀表放大器和失調電路

　　電橋輸出采用帶寬為39.6 kHz的共模濾波器(4.02 kΩ、1 nF) 以及帶寬為1.98 kHz的差模濾波器(8.04 kΩ、10 nF)濾波。

　　AD8226是理想的儀表放大器選擇，因為它具有低增益誤差 (0.1%，B級)、低失調(G = 16時58 μV，B級;G = 16時112 μV， A級)、出色的增益非線性度(75 ppm = 0.0075%)以及軌到軌輸入和輸出特性。

　　AD8226儀表放大器使用R3 = 3.28 kΩ的增益設置電阻，放大 100 mV FS信號16倍到1.6V。增益G和R3的關系如下：

　　其中，G = 16、R3 = 3.2933 kΩ。為R3選擇最接近的標準0.05% 值(3.28 kΩ)，得到增益G = 16.06，總增益誤差為+0.4%。

　　對于0 V電橋輸出而言，輸出環路電流應當為4 mA。只需將 +0.4 V失調施加于 AD8226儀表放大器的REF輸入即可獲得該數值，如圖1所示。+0.4 V來自 ADR025 V基準電壓源，使用分壓器電阻R7/R8并利用U2B緩沖電壓即可。

　　使用 ADR025 V基準電壓設置電橋的驅動電壓或電流，以及設置4 mA零電平失調。其初始精度為0.06%(B級)，并且具有 10 μV p-p電壓噪聲。此外，它可以采用高達36 V的電源電壓工作，且功耗不足1 mA，是低功耗應用的理想選擇。

　　電壓電流轉換

　　AD8226的0 V至100 mV輸入可在VOUT產生0.4 V至2.0 V的輸出擺幅。U2C緩沖器將此電壓施加于R13的兩端，產生相應的0.4 mA至2.0 mA電流I13。晶體管Q1隨后將I13電流鏡像到R12，所得電壓施加于R15，由此實現4 mA至20 mA的最終環路電流。晶體管Q1應具有至少300的高增益，才能最大程度減少基極電流引起的線性誤差。

　　輸出晶體管Q2是一個40 V P溝道MOSFET功率晶體管，25°C 時功耗為0.75 W。在20 mA輸出電流輸入至0 Ω環路負載電阻且VCC電源為36 V時，電路具有最差情況下的功耗。這些條件下的Q2功耗為0.68 W。然而，通過選擇合適的VCC，使其至少高出最大環路負載電壓3 V，就能大幅減少Q2功耗。這樣便可確保檢測電阻R15兩端的電壓降具有足夠的裕量。

　　電壓電源要求

　　若要使電路正常工作，電源電壓VCC必須大于7 V，以便為 ADR02 基準電壓源提供充分的裕量。

　　最小VCC電源電壓同樣取決于電橋的驅動電路配置。在 VDRIVE = 6 V的電壓驅動模式下，電源電壓VCC必須大于6.2 V，這樣U2A才能保持足夠的裕量(見圖2)。

　　在電流驅動模式下，電源電壓VCC必須大于11.2 V，這樣U2A 才能保持足夠的裕量(見圖3)。

　　VCC電源電壓限值為36 V(最大值)。

　　有源元件的誤差分析

　　表2和表3分別表示系統中因有源元件造成的 AD8226 和 ADR02 的A、B級最大誤差及rss誤差。請注意，運算放大器 ADA4091-2僅在一種等級水平下可用。

　　表2. 有源器件造成的誤差(A級)

　　表3. 有源器件造成的誤差(B級)

　
　總電路精度

　　對電阻容差導致的總誤差的合理近似推算是假設每個關鍵電阻對總誤差貢獻都相等。6個關鍵電阻是R3、R7、R8、 R12、R13和R15。0.1%電阻導致的最差情況下的容差可造成0.6%總電阻誤差最大值。若假定rss誤差，則總rss誤差為 0.1√6 = 0.245%.。

　　將0.6%最差情況下的電阻容差誤差加入到前文中由于有源元件(A級)造成的最差情況誤差中，可得：

　　· 失調誤差 = 0.19% + 0.6% = 0.79%

　　· 增益誤差 = 0.15% + 0.6% = 0.75%

　　· 滿量程誤差 = 0.34% + 0.6% = 0.94%

　　這些誤差假定選用電阻計算值，因此誤差僅來源于其容差。

　　雖然電路允許具有1%或更低的總誤差，若要求更佳的精度，則電路需具備失調和增益調節能力。針對4 mA輸出和零電平輸入，可通過調整R7或R8來校準失調，然后針對滿量程100 mV輸入，通過改變R3調節滿量程。這兩項調節是相互獨立的;假定首先進行失調校準。

　　電路的實際誤差數據見圖4，其中VCC = 25 V。輸出電流總誤差(%FSR)通過將理想輸出電流與測量輸出電流的差除以 FSR (16 mA)，然后將計算結果乘以100即可算出。

　　圖4. 輸出電流(%FSR)的總誤差與電橋電壓的關系(VCC= 25 V)

　　常見變化

　　經驗證，采用圖中所示的元件值，該電路能夠穩定地工作，并具有良好的精度。可在該配置中使用ADI公司的其他基準電壓源、精密運算放大器和儀表放大器以建立4 mA 至20 mA模擬電流輸出，用于本電路的其他應用中。

　　針對多輸入通道應用，還可使用雙通道、低成本、寬電源范圍儀表放大器 AD8426

　　針對低電源電壓應用，可使用高精度、低功耗、低噪聲基準電壓源 ADR4550代替 ADR02。 靈活的4 mA至20 mA壓力傳感器變送器，集成電壓或電流驅動 (CN0295)

　　電路評估與測試

　　設備要求

　　· EVAL-CN0295-EB1Z評估板

　　· Agilent 36311A精密直流電源

　　· Yokogawa 2000精密直流電源

　　· Agilent 3458A精密萬用表

　　評估板電流輸出的線性誤差采用圖5中的設置進行測量。

　　圖5. 測試設置框圖

　　測試

　　使用Agilent E3631A和Yokogawa精密電壓電源為評估板供電，并仿真傳感器輸出。Agilent E3631A的CH2設為25 V，用作評估板電源;另一通道CH1設為2.5 V，用以產生共模電壓。該通道與Yokogawa 2000串聯連接，如圖5所示。 Yokogawa在儀表放大器輸入端產生0至100 mV差分輸入電壓，可仿真傳感器輸出。

　　Agilent 3458A用于測量評估板的實際電流輸出，與J1串聯連接。 圖4. 輸出電流(%FSR)的總誤差與電橋電壓的關系(VCC= 25 V)