運算放大器容性負載驅動問題

(3)環路內補償法
如果RL值未知，或者是動態值，那么增益級的有

圖4 環路外補償法
效輸出電阻必須很低。在這種情況下，在整個反饋環路內接一個電阻RX是很有用的，如圖5所示。在這個電路中，由于直流和低頻反饋都是來自負載電阻RL，所以從輸入端到負載的信號增益不受分壓器RX和RL的影響。

圖5 環路內補償法
RX=RORGRF
CF=RO+RXRF?CL
在這個電路中外接的電容CF是用來抵消CL產生的附加極點和零點。為了簡便起見，CF產生的零點頻率應該與CL產生的極點頻率相一致，CF產生的極點頻率應該與CL產生的零點頻率相一致。因此整個傳遞函數和相頻響應好像似沒有電容作用一樣。為了確保極點和零點作用相互抵消，圖5中的方程必須求解準確。還應注意方程成立的條件：RFRO,RGRO，RLRO。如果負載電阻很大，這些條件容易滿足。

當RO未知時，計算則很困難。在這種情況下，設計過程變成猜謎游戲。應該注意“SPICE”這個詞：運算放大器的SPICE模型是一種不能精確地表示運放開環輸出電阻RO的模型，所以這種模型不能完全取代傳統的補償網絡設計方法。還應當強調指出的是，為了采用這種方法，CL必須已知(且為常數)。在許多應用中，放大器驅動一個電路外部的負載，當負載改換時，CL也應該適當變化。只有當CL接入閉環系統時，使用上述電路才最適合。這種在基準電壓的緩沖器或倒相器中，驅動一個大的去耦電容。這里CL是固定值，可以精確地抵消極點和零點的作用。與前兩種方法相比，這種方法非常適合用于低直流輸出電阻和低噪聲的情況。而且像對基準電壓源進行去耦的那么大的容性負載(一般幾微法)，用其它方法補償都是不切實際的。

上述三種補償方法都各有其優點和缺點。為了對你的應用做出最好的選擇，應該對它們有足
夠的認識。這三種方法都適合用于“標準”用法，即單位增益穩定，電壓反饋運算放大器(V
FA)。對于特殊應用的放大器，讀者應該采用其它方法。

問：我的運放有一個“補償”腳。當驅動容性負載時，為使電路保持穩定，我能用它對運放進行補償嗎?

答：可以。這是對容性負載進行補償的最簡單的方法。現在許多運放都帶有使單位增益穩定的內部補償電路。但是許多運放只有在很高噪聲增益下才能一直保持固有的穩定性。這類運放有一個與外部電容相連的引腳，用來減少主極點頻率。為了在低增益時工作穩定，外接電容必須靠近這個引腳，以減小增益帶寬積。當驅動容性負載時，增加外接電容過補償)可以提高穩定性，但是帶寬降低。

問：到現在為止，你只討論了VFA的容性負載驅動問題，是嗎?那么對于電流反饋運算放大器(CFA)的容性負載驅動問題應如何處理?上述討論的那些方法，我可以使用嗎?

答：當驅動容性負載時，對CFA的一些特性要特別注意，但容性負載對電路的影響是相同的。與運放輸出電阻相連的容性負載產生附加極點，從而增加相移并降低相位裕度，有可能產生尖峰、振鈴，甚至振蕩。但是，因為CFA不存在增益帶寬積這個概念(帶寬依賴于增益的程度很小)，所以通過簡單增加噪聲增益的方法，對提高電路穩定性沒有顯著作用。這樣便使第一種方法失效。另外，電容絕不應接入CFA反饋環路，這樣又使第三種方法失效。對驅動容性負載的CFA進行補償最合適的方法是方法2，在環路外串接一個電阻。

問：你上述介紹了一些很有用的方法，但是我還不能處理容性負載驅動問題。另外，我的印制線路板已經制好，并且不想報廢。請問是否有驅動容性負載自身很穩定的運放?

答：有。ADI公司提供一些很有用的運放，它們既能驅動“無限制”容性負載，同時又能保持優良的相位裕度，如表1所示。表1還給出了驅動容性負載可高達規定值的另一類運放。所謂驅動容性負載“無限制”并不是意味著驅動10μF容性負載像驅動阻性負載那樣具有相同的轉換速率。