基于過采樣技術的遠距離讀卡系統(tǒng)的實現

　　3. 1 奈奎斯特采樣定理

　　根據奈奎斯特采樣定理, 需要數字化的模擬信號的帶寬必須被限制在采樣頻率fs的一半以下, 否則將會產生混疊效應, 信號將不能被完全恢復。這就從理論上要求一個理想的截頻為fs/2的低通濾波器。實際中采用的通頻帶為0 ~fs/2的低通濾波器不可能既完全濾掉高于fs /2 的分量又不衰減接近于fs/2的有用分量。因此實際的采樣結果也必然與理論上的有差別。如果采用高于fs的采樣頻率, 如2fs, 則可以很容易用模擬濾波器先濾掉高于1. 5fs的分量, 同時完整保留有用分量。采樣后混入的界于0. 5fs~ 1. 5fs之間的分量可以很容易用數字濾波器來濾掉。這樣輸入模擬濾波器的設計將比抗混疊濾波器簡單的多。

　　3. 2 量化與信噪比

　　模擬信號的量化帶來了量化誤差, 理想的最大量化誤差為+ /- 0. 5LSB。AD轉換器的輸入范圍和位數代表了最大的絕對量化誤差。量化誤差也可以在頻域進行分析, AD轉換的位數決定了信噪比SNR; 反過來說提高信噪比可以提高AD轉換的精度。

　　假設輸入信號不斷變化, 量化誤差可以看作能量均勻分布在0~ fs /2上的白噪聲。但是對于理想的AD轉換器和幅度緩慢變化的輸入信號, 量化誤差不能看作是白噪聲。為了利用白噪聲理論, 可以在輸入信號上疊加一連續(xù)變化的信號, 叫做?? 抖動信號 , 它的幅值至少應為1LSB。

　　3. 3 疊加白噪聲提高信噪比

　　由于量化噪聲功率平均分配在0~ fs/2, 而量化噪聲能量是不隨采樣頻率變化的, 采用越高的采樣頻率時, 量化噪聲功率密度將越小, 這時分布在輸入信號的有用頻譜上的噪聲功率也越小, 即提高了信噪比。只要數字低通濾波器將大于fs/2的頻率分量濾掉, 采樣精度將會提高。

　　采用疊加白噪聲進行的過采樣在每提高一倍采樣頻率的情況下可以將信噪比提高3 dB 或者說增加半位的分辨率, 對于精度要求不太高的系統(tǒng)是不錯的選擇。這種方式需要通過某種方法產生白噪聲, 有時AD轉換器內部的噪聲已經足夠, 也就不用外加噪聲源了。該方式對于輸入原始波形沒有限制, 尤其適合于過采樣倍數可以做的較高的系統(tǒng)。

　　4、過采樣解碼原理

　　只讀型125 kH z ID卡編碼規(guī)則: 芯片采用曼徹斯特編碼規(guī)則, RF周期與數據位周期的比率是RF /64, 卡片的全部數據位為64位, 包含9個開始位(全為1) 40個數據位( 8 個廠商碼+ 32個數據位)、14個行列校驗位( 10個行校驗+ 4個列校驗)、1個停止位。卡片在向讀卡器傳送數據時先傳送9個開始位, 然后傳送8個廠商碼, 然后傳送32個數據位。其中15個校驗和結束位用以跟蹤包含廠商碼在內的40位數據。

　　　由圖2可知, 解碼的關鍵是要正確識別文件頭和其余的數據, 即正確的識別邏輯1和邏輯0, 當ID卡由遠到近接近讀卡器時, ID卡從讀卡器的電磁波輻射場獲得能量, 對電磁場進行負載調制, 發(fā)回自己攜帶的信息; 當距離比較遠時, 讀卡器接收回的信號較弱, 放大之后不能達到MC?? 可以識別的數字信號, 顯示為三角波, 而且幅值較小, 這樣必須通過AD轉換才能轉換為MCM 可以識別的數字信號。由曼徹斯特的編碼規(guī)則可知從高到低的跳變是0從低到高的跳變是1, 當信號通過低通濾波電路輸入AD轉換端時, 信號為三角波, 三角波的上升沿代表了曼徹斯特編碼的低到高的跳變,即邏輯1, 下降沿代表了曼徹斯特編碼的高到低的跳變, 即邏輯0, 上升沿和下降沿持續(xù)的時間即代表了邏輯1和邏輯0持續(xù)的時間, 有了這幾個參數后MCM 就可正確的識別ID卡的信息, 進行曼徹斯特編碼的解碼了。