矩形波導寬邊四元斜縫天線的設計

O 引言
波導縫隙天線自上世紀中葉以來有了很大的發展，廣泛用于地面、艦載、機載、導航等各個領域。由于縫隙陣列天線對天線口徑面內的幅度分布容易控制，口徑面利用率高，體積小，易于實現低或極低副瓣等特點，因而使其獲得廣泛使用。在波導縫隙天線的研究方面，許多學者對縫隙天線理論和實驗進行了大量基礎性的研究工作，因而波導縫隙天線的理論越來越成熟。本文所設計的就是基于車載雷達系統應用的一種小型波導縫隙天線。該天線要求在水平面內具有寬波束的特點，能夠覆蓋比較寬的范圍，從而更有效地提高車輛的戰場生存能力。天線需要滿足的性能指標如下：a．增益：大于11dB；b．3dB波束寬度：E面為20°，H面為110°；c.副瓣電平：小于-13dB；d．駐波比：小于2。
為簡化設計起見，本設計采用波導寬壁斜縫諧振陣的方式，切割的縫隙數為4個，達到了指標要求的效果。

1 理論分析
1．1 串聯縫隙陣的模型
由波導內的場分布情況可知：當波導寬邊中心開斜縫時，窄縫在縱向不切割電流線；在縫的橫向由于對電場的擾動，使得總電場在縫的兩側發生跳變，即電壓跳變，故相當于在傳輸線上串聯了一個阻抗。對中心饋電的諧振線陣模型來說，假設波導壁上開有Ⅳ爪斜縫，縫與縫中心間距λg／2，為取得同相激勵，相鄰縫交叉傾斜放置，波導末端短路板距終端縫隙λg／2，以使縫隙中心處于電壓或電流最大值位置，線陣模型如圖1所示。

其等效電路如圖2所示。

圖中所示均為歸一化的等效電阻。
1．2 縫隙特性參數的分析
在天線工作頻率的選取上，本雷達系統的工作頻率為10．5GHz，故該天線的工作頻率為10．5GHz,，對于陣列中各單元以等間距位于直線上的線陣，其陣列因子可表示為：

其中An為激勵的幅度，θ為觀察方向與直線的夾角，d為陣元間距。由于諧振陣各單元是同相的，即φn=O，則上式可簡化為：

當u=2mπ，m=O，±1，…時，S取最大值，且m=0時為主瓣。為了實現低副瓣并使主瓣展寬，采用中心饋電從陣中到邊緣幅度遞減，按泰勒線源分布加權各縫隙，兩邊呈對稱分布，其方向圖零點位置由下式決定：


將后一項按多項式展開，Z的各次冪系數即為相對應的激勵幅度。
由圖2，當波導采用中心饋電并處于諧振的時候(其阻抗虛部為零)，對泰勒分布而言，則有：

將之前得到的每個縫隙的激勵幅度代入即可求得相應的歸一化電阻值，在本設計中N取4。
A．F．Stevenson利用洛倫茲互易定理及波導中功率的平衡方程，得到了串聯縫隙的歸一化等效電阻表示式為：

其中β表示縫隙中心線與波導寬邊中心線之間的夾角，α為寬壁的長度，b為窄壁的長度。將之前求得的rn代入并求解方程可得到對應的縫隙偏角。
1．3 影響天線性能的因素
應用以上所計算出來的結果來進行天線的設計，還必須考慮縫隙間的互耦問題；若不考慮互耦，將使天線口徑面的幅度分布和相位分布變壞，同時也將惡化天線的輸入端匹配。近年來隨著計算機輔助技術的飛速發展，在設計比較小的縫隙陣列時，通過仿真得到近場數據的近場診斷法越來越受到重視。在縫隙數為4的情況下，根據上面得出的參數，結合CST軟件中參數掃描的功能，能夠快速地找到準確的電參數，大大提高了設計的效率。
串聯縫隙與縱向縫隙相比，由于其角度偏轉的原因，其交叉極化輻射要比縱向縫隙高，這會帶來副瓣電平的升高和增益的降低，仿真結果也證實了這一點，而這是我們在設計中所不希望看到的，需要采取措施抑制交叉極化輻射。在本設計中，采用在每個縫隙上方加一個小波導口的辦法，小波導的傳播方向垂直于縫隙所在的平面。在不增加其傳播方向長度的情況下，通過控制小波導的寬邊尺寸，使其截止波長小于縫隙在交叉極化方向上傳播模的截止波長，來抑制交叉極化電平。為進一步降低交叉極化電平，同時也對主瓣波形進行調整，參照仿真結果，可在小波導口中間插入金屬片來進一步減小其寬邊尺寸，仿真結果表明，該方法能有效地降低交叉極化所帶來的影響。

2 建模與仿真
本文在設計波導縫隙天線的過程中，設計中的數值仿真都是在CST時域求解器的環境中完成的。
2．1 天線模型的建立
輻射波導選用的尺寸是22．86×10．16mm，縫一側的波導壁厚1mm，縫寬為2mm，波導兩端為理想短路面；截止波導16×8mm。建立模型，其框架圖如圖3所示：

其中黑色標記處為同軸線中心饋電點；輻射口上方的方形材料為天線罩；從左到右縫隙的編號依次為1～4。