雙極發射極跟隨器：具有雙通道反饋的RISO

圖27：最終瞬態穩定性測試：發射極跟隨器。

通過圖28中的Tina SPICE電路，可驗證我們對Vout/Vin的推算是否正確。

從圖29中，我們可以看出，Vout/Vin的測試結果與我們推算的一階分析結果一致，具體表現為：當頻率為625.53Hz時，單極點開始下降。而且，當頻率約為200kHz(此時，FB#2與OPA177 Aol曲線相交)時，出現第二個極點。

圖29：最終Vout/Vin傳輸函數：發射極跟隨器。

圖30總結了一種易于使用的漸進式程序。這種程序輕松地將具有雙通道反饋的RISO電容性負載穩定性技術應用于雙極發射極跟隨器輸出運算放大器上。

1. 測量運算放大器的Aol。
2. 測量運算放大器的Zo，并在圖上繪制出其曲線。
3. 確定RO。
4. 創建Zo的外部模型。
5. 計算FB#1低頻1/b：對單位增益電壓緩沖器而言，該值為1。
6. 將FB#2高頻1/b設置為比FB#1低頻1/b高+10dB(為獲得最佳的Vout/Vin瞬態響應并實現環路增益帶寬相移量最少)。
7. 從FB#2高頻1/b中選擇Riso以及RO。
8. 從CL、Riso、RO中，計算FB#1 1/bfzx。
9. 設置FB#2 1/b fza=1/10fzx。
10. 選擇具有實際值的RF和CF，以產生fza。
11. 采用Aol、1/b、環路增益、Vout/Vin以及瞬態分析的最終值，運行仿真以驗證設計的可行性。
12. 核實環路增益相移的下降不得超過135度(>45度相位裕度)。
13. 針對低噪聲應用而言：檢查Vout/Vin扁平響應，以避免增益驟增→Vout/Vin中的噪聲陡升。

圖30：具有雙通道反饋的RISO補償程序：發射極跟隨器。

圖31：雙通道反饋和BIG NOT。

當運算放大器采用雙通道反饋回路時，有一種異常重要的情況需要避免，那就是“BIG NOT”。如圖31所示，存在能夠產生反饋回路的運算放大器電路(反饋回路導致了BIG NOT)，這可從包括有效1/β斜坡(從+20db/decade驟變為-20dB/decade)的最終1/β曲線中看出。這種快速變化意味著在1/β曲線中存在復共扼極點，因此，也意味著在環路增益曲線中存在復共扼零點。當處于復合零點/復合極點的頻率時，復合零點和極點產生了±90度的相移。同時，在復合零點/復合極點附近的相位斜坡在頻率發生位置的窄頻帶，可在±90度至±180度之間變化。出現復合零點/復合極點將在閉環運算放大器響應中導致增益的驟增。這種現象會造成負面的影響，尤其是對于功率運算放大器電路而言，更是如此。

圖32：以圖表的形式創建BIG NOT。

讓我們回到圖17OPA177 Aol曲線上的FB#1和FB#2標繪點，只要改變如圖32所示的fza的位置，就可輕而易舉的創建BIG NOT。在fcl處，按照以往接近速率的情況，顯示這種電路的運行是穩定的——但是，果真如此么？

在圖33中，我們改變了同時用于分析FB#1和FB#2的Tina SPICE電路，以創建如圖32所示的BIG NOT。將CF由82nF調整為220pF，以便于將fza移到所需的BIG NOT創建位置。

圖33：環路增益分析電路：BIG NOT。

圖34：1/β曲線：BIG NOT。

BIG NOT的1/β曲線與OPA177 Aol曲線一起在圖34中標繪出來。在fcl處，出現了20dB/decade的接近速率。但是，請注意在BIG NOT1/β曲線中，斜率有一個急劇的變化--從+20dB/decade變為-20dB/decade。然而，這種1/β曲線的急劇變化并非是一件好事，為此，我們應質疑這種電路的穩定性。

圖35中BIG NOT電路的環路增益曲線表明相移幾乎達到了180度(當頻率為1.034kHz時，大于167度)，這意味著當頻率為1.034kHz時，我們僅與180度的相移相距約13度。同時，請注意觀察在這同一區域，環路增益是如何向下朝著零點環路增益急劇形成尖峰的。同樣，在fcl處，有著充足的相位裕度。但是，我們還是會問，這種電路運行穩定么？

圖35：環路增益分析：BIG NOT。

于是，假設我們在穩定性分析技巧方面毫無經驗(事實上并非如此)，接著構建這款BIG NOT電路。我們期望了解實際應用中的瞬態穩定性會是如何開展的。通過圖36中的Tina SPICE電路，我們可以看到，如果我們將該BIG NOT電路投入量產，再將其投入實際的應用中，會產生什么結果呢？

千萬不要告訴您的上司，我們將該電路投入了量產，否則情況會更糟糕。客戶收到您發送的、內置這種電路的設備后，發現有時向電路供電或當其他負載突然饋入該參考緩沖電路時，會出現奇怪和間歇性的問題。這是更新我們的歷史參數的適當時候嗎？盡管該電路不是振蕩器，但是，如圖37所示來自瞬態穩定性測試中過度的振鈴和很長的建立時間意味著電路處于穩定的邊緣上。根據BIG NOT出現的位置，振動器振鈴的持續時間和振幅更容易變得比本例所述的情況還糟。從電路板和系統層面來考慮，我們將這種電路定義為“不穩定”，尤其是當我們的分析工作未涵蓋實際應用中的寄生效應時，情況更是如此(這些寄生效應出現在PCB布局、組件容差、運算放大器參數容差以及組件和運算放大器參數的溫度變化等方面)。令人感到欣慰的是，我們只將該電路投入“虛擬”的量產，而相應的將我們的具有雙通道反饋的RISO應用到即將投入實際使用的電路。

圖36：瞬態穩定性測試電路：BIG NOT。

圖37：瞬態穩定性測試：BIG NOT。

CMOS RRO：具有雙通道反饋的RISO

我們選擇用于分析具有雙通道反饋的RISO的CMOS RRO為OPA734，具體情況請參閱圖38。OPA734是一款低漂移、低輸入失調電壓的運算放大器，其能在+2.7V～+12V的電壓范圍內工作。這種極低的漂移(0.05uV/C)加上其超低的初始輸入失調電壓(1uV)，使OPA734成為了單電源應用中理想的參考緩沖放大器。由于這并非是軌至軌CMOS輸入放大器，因此，我們有必要觀察輸入電壓范圍的技術規范[(V-)-0.1V至(V+)-1.5V]。

圖38：CMOS RRO運算放大器的技術規范。