基于ADS平臺不對稱Doherty功率放大器的仿真設計
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2 不對稱Doherty功率放大器的仿真設計
在仿真設計中，利用ADS平臺可以很好的簡化設計步驟，縮短研發周期，仿真設計中所用到的MRF6S21140H功放管模型是由飛思卡爾提供的一種半經驗模型。仿真設計中通過對晶體管直流偏置和穩定性的仿真分析，確定了晶體管的靜態工作點和穩定狀態。利用ADS中的負載牽引和源牽引仿真得到晶體管一簇不同阻抗值的等功率圓和等效率圓，分析得到適用于不對稱Doherty功率放大器的最佳阻抗值，同時在偏置電路中應用優化阻抗法較好地降低了電記憶效應。通過在匹配網絡中綜合考慮補償網絡的設計思想，設計補償線，更有效的抑制了不對稱Doherty功率放大器的功率泄露，提高了輸出效率。在完成不對稱Doherty功率放大器的各個模塊的仿真設計后，調整輸入端微帶線使得載波放大器和峰值放大器兩條支路輸出信號的相位對齊，并通過原理圖-版圖聯合仿真優化設計的不對稱功率放大器的性能，提高了仿真的精確度，縮小仿真和實際應用的差距。同時對比在不同的輸入端功分器的功率分配比例和柵極偏置電壓的仿真結果，發現當載波放大器的柵極偏置電壓為2．84V，峰值放大器的柵極偏置電壓為0．85V，漏極偏置電壓為28V時，輸入端功分器的功率分配比為1：2.3的不對稱Doherty功率放大器的性能最佳。圖2為1：2．3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器與AB類平衡功率放大器的功率附加效率(PAE)比較曲線圖。從圖2可以看出，峰值飽和輸出功率約為55.8dBm，因此不對稱結構能改善由于峰值放大器對載波放大器牽引不足導致的失配問題，使得蜂值飽和輸出功率較為理想。當從峰值輸出功率回退11.8dB時，即輸出功率為44dBm，仿真得到的1：2.3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器PAE為24.21％，AB類平衡功率放大器的PAE為15.63％。因此1：2.3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器比AB類平衡功率放大器的PAE提高了8．58％。本文引用地址：http://www.104case.com/article/186936.htm
分析圖3的不對稱功率驅動的Doherty功率放大器與AB類平衡功率放大器的三階互調失真(IMD3)比較曲線圖可以發現，設計的1：2．3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器的線性度較為理想。當輸出功率為43 dBm時，1：2.3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器的IMD3為-42.24 dBc，AB類平衡功率放大器的IMD3為-36．61 dBc，1：2.3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器在IMD3指標上改善了5．63dBc。當輸出功率為44 dBm時，1：2．3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器的IMD3為-44．46dBc，AB類平衡功率放大器的IMD3為-37．48dBc．1：2．3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器在IMD3指標上改善了6．98dBc。
對比上述的仿真結果可以看出(對比結果如表1所示)，采用1：2．3不對稱功率驅動的Doherty功事放大器能夠很好的實現高線性和高效率的良好折中，設計出的功率放大器的仿真結果性能良好，和目前在實際中常采用的AB類平衡功率放大器相比在高線性度的要求下效率上有很大的提高。
3 結束語
為了適應現代無線通信系統中對功率放大器提出的高效率高線性度的要求，本文基于ADS仿真平臺，采用飛恩卡爾的MRF6S21140H功放管設計出一款適合于2．14 GHz頻段WCDMA基站的不對稱功率驅動的Doherty功率放大器。仿真結果表明設計的1：2．3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器在載波放大器的柵極偏置電壓為2．84 V，峰值放大器的柵極偏置電壓為0．85 V且漏極偏置電壓都為28 V時的性能良好。在輸出功率為44 dBm，設計的1：2．3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器的PAE為24．21％，IMD3為-44.46dBc，和AB類平衡功放相比PAE提高了8．58％，IMD3改善了6．98dBc。
從仿真結果可以看出，不對稱Doherty功率放大器結構簡單，效率較高且線性度好，非常適合于WCDMA移動通信基站和直放站的應用。
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