250 W三路高功率Doherty放大器的設計

1．2 效率
本文的新型三路Doherty理論效率可用式(2)計算：

式中：η為漏極效率；Vom為圖3中R點電壓；VDD1，VDD2和VDD3分別為主功放、峰值功放1和2的漏極直流電壓；α1和α2分別為第二輸出功率回退點(第一效率峰值點)和第一輸出功率回退點(第二效率峰值點)。對于本文，功率比為1：1：1的三路Doherty，α1=1／3，α2=1／2。圖5顯示了不同功率比的新型三路Doherty的理想效率曲線。

2 電路設計及仿真結果
為了驗證新型三路Doherty的性能，本文利用ADS軟件進行了仿真設計。為了獲得高功率，本文選擇Freeseale推出的大功率器件MRF6VP 3450。它基于VHV6的50VLDMOS技術，工作于UHF波段，在DVB-T OFDM信號下平均輸出功率可達90 W。由于MRF3450為對管結構，設計時，利用3個MRF6VP3450制作了一個新型的雙三路Doherty電路，如圖6所示。首先，在輸入端，利用威爾金森功分器將信號分成兩路，分別送往上下兩個三路Doherty的輸入端；接著每個分路用三個90°的電橋完成四分路設計，將其中相移0°的分路接峰值功放1，相移90°的分路分別接主功放和峰值功放2，相移180°的分路接50 Ω的負載；輸出端則采用新型的三路Doherty阻抗網(wǎng)絡，最后再將兩路信號用二合路器合成。
設計時，首先將主功放偏置于AB類，利用ADS的源牽引和負載牽引模板，找到最佳的源阻抗和負載阻抗，然后利用電容和分布傳輸線進行輸入和輸出電路的匹配。將峰值功放1和2偏置于C類狀態(tài)，而匹配電路與主功放相同，優(yōu)化時再進行微調，這樣就完成了主峰值功放的設計。由于低功率時，主功放的等效負載阻抗為150 Ω，而匹配則是在50 Ω的情況下進行，從而造成低功率時，主功放不匹配現(xiàn)象；同時，當輔助功放1和2截止時，其輸出端應為開路，但實際情況則是其看進去的阻抗處于低阻狀態(tài)，從而造成主功放的輸出功率泄露到峰值功放支路上，這嚴重影響了Doherty功放的性能。因此，在各功放的輸出端，要加入相應的補償線。其中，主功放后的補償線用于改善低功率時的匹配狀況，而峰值功放后的補償線用于將峰值功放未開啟時的小阻抗變?yōu)榇笞杩?，從而實現(xiàn)開路狀態(tài)。由于各功放的補償線不一致，并且各路放大器工作狀態(tài)不同，因此在各路放大器的輸入端也要加入相應的補償線，以使得相位保持一致。

經(jīng)過對輸入、輸出補償線的優(yōu)化，以及各功放柵壓的優(yōu)化，其中主功放柵壓取2．8 V，Peak1的柵壓取0．8 V，Peak2柵壓取-2．0 V，漏極電壓均取48 V。最后得到的仿真結果如圖7所示。由圖可以看出，在功率回退9．1 dB(輸出功率為53．96 dBm)處，出現(xiàn)第一個效率峰值點，漏極效率達到60．17％；在功率回退5．6 dB(輸出功率為57．50 dBm)處，出現(xiàn)第二效率峰值點，效率達到61．71％；在峰值功率63．13 dBm處，出現(xiàn)第三個效率峰值點，效率達到72．2％。仿真得到的結果與理論分析結果較吻合，驗證了新型三路Doherty的高效性。