250 W三路高功率Doherty放大器的設計

1．2 效率
本文的新型三路Doherty理論效率可用式(2)計算：

式中：η為漏極效率；Vom為圖3中R點電壓；VDD1，VDD2和VDD3分別為主功放、峰值功放1和2的漏極直流電壓；α1和α2分別為第二輸出功率回退點(第一效率峰值點)和第一輸出功率回退點(第二效率峰值點)。對于本文，功率比為1：1：1的三路Doherty，α1=1／3，α2=1／2。圖5顯示了不同功率比的新型三路Doherty的理想效率曲線。

2 電路設計及仿真結果
為了驗證新型三路Doherty的性能，本文利用ADS軟件進行了仿真設計。為了獲得高功率，本文選擇Freeseale推出的大功率器件MRF6VP 3450。它基于VHV6的50VLDMOS技術，工作于UHF波段，在DVB-T OFDM信號下平均輸出功率可達90 W。由于MRF3450為對管結構，設計時，利用3個MRF6VP3450制作了一個新型的雙三路Doherty電路，如圖6所示。首先，在輸入端，利用威爾金森功分器將信號分成兩路，分別送往上下兩個三路Doherty的輸入端；接著每個分路用三個90°的電橋完成四分路設計，將其中相移0°的分路接峰值功放1，相移90°的分路分別接主功放和峰值功放2，相移180°的分路接50 Ω的負載；輸出端則采用新型的三路Doherty阻抗網絡，最后再將兩路信號用二合路器合成。
設計時，首先將主功放偏置于AB類，利用ADS的源牽引和負載牽引模板，找到最佳的源阻抗和負載阻抗，然后利用電容和分布傳輸線進行輸入和輸出電路的匹配。將峰值功放1和2偏置于C類狀態，而匹配電路與主功放相同，優化時再進行微調，這樣就完成了主峰值功放的設計。由于低功率時，主功放的等效負載阻抗為150 Ω，而匹配則是在50 Ω的情況下進行，從而造成低功率時，主功放不匹配現象；同時，當輔助功放1和2截止時，其輸出端應為開路，但實際情況則是其看進去的阻抗處于低阻狀態，從而造成主功放的輸出功率泄露到峰值功放支路上，這嚴重影響了Doherty功放的性能。因此，在各功放的輸出端，要加入相應的補償線。其中，主功放后的補償線用于改善低功率時的匹配狀況，而峰值功放后的補償線用于將峰值功放未開啟時的小阻抗變為大阻抗，從而實現開路狀態。由于各功放的補償線不一致，并且各路放大器工作狀態不同，因此在各路放大器的輸入端也要加入相應的補償線，以使得相位保持一致。

經過對輸入、輸出補償線的優化，以及各功放柵壓的優化，其中主功放柵壓取2．8 V，Peak1的柵壓取0．8 V，Peak2柵壓取-2．0 V，漏極電壓均取48 V。最后得到的仿真結果如圖7所示。由圖可以看出，在功率回退9．1 dB(輸出功率為53．96 dBm)處，出現第一個效率峰值點，漏極效率達到60．17％；在功率回退5．6 dB(輸出功率為57．50 dBm)處，出現第二效率峰值點，效率達到61．71％；在峰值功率63．13 dBm處，出現第三個效率峰值點，效率達到72．2％。仿真得到的結果與理論分析結果較吻合，驗證了新型三路Doherty的高效性。