IRIS4015構成的準諧振反激式開關電源

IRIS4015系列簡要原理

IRIS4015系列是一種專為準諧振工作方式的反激式變換器，其最大優點是將準諧振反激式變換器的控制電路和高壓MOSFET集成在一個TO-220封裝中，因此不需要另外設置開關管。IRIS4015系列的內部原理框圖如圖1所示。

圖1 IRIS4015系列的內部原理框圖

1 電路的啟動與限流工作

與大多數開關電源控制芯片一樣，IRIS4015的啟動僅僅需要在VCC端與直流母線間接一只啟動電阻即可。其限流工作方式與大多數峰值電流型芯片的限流工作方式基本相同，詳盡原理不再贅述。

2 電壓反饋模式

為了實現電壓穩定，可以利用電壓反饋來實現，電路如圖2所示。

圖2 電壓控制反饋時的振蕩器的工作模式

由圖2可知，只要OCP/FB端電壓達到0.73V，內電路就會將MOSFET關閉。那么，只要利用電壓反饋控制OCP/FB端電壓達到0.73V時就可以實現輸出電壓的穩定。如果將電壓反饋信號通過光電耦合器和R2送到C5端，這樣V_C5將不僅是漏電流在R5上的電壓，而是R5電壓與反饋電壓的迭加。反饋電壓越強烈，其作用越大，C5電壓達到0.73V的時刻就越早，而MOSFET的導通時間越短，向輸出端傳輸的能量越小，從而實現了輸出電壓的穩定。

3 準諧振工作方式

實現準諧振工作方式的關鍵是保證主開關在V_DS為極小值時將主開關開通，剩下的問題就是如何檢測到這個極小值?？梢圆捎脵z測輔助繞組電壓的方法來快捷地檢測開關管的漏-源極電壓的極小值。具體實現方式見圖3。

圖3 準諧振工作模式與主要波形

當變壓器的儲能釋放盡，C4與變壓器初級諧振。當變壓器各繞組電壓過零時，維持OCP/FB端的“高電位”消失，C5、C3將通過IRIS4015內部電路和R4、R5以1.35mA電流放電。當OCP/FB端電壓下降到0.73V時，IRIS4015內部的控制電路驅動主開關導通，從而完成準諧振的工作模式。

在這里，C4、C5放電規律不隨輸入電壓和負載電流變化，因此一旦C4的電容量、變壓器初級電感確定，C3、C5放電到0.73V的延遲時間也隨之被確定。

4 輕載工作條件的改善

由于電路工作在準諧振狀態，滿載時的開關頻率大約為30kHz。隨著負載的減小，變壓器釋放儲能的時間變短，使開關頻率上升，空載時可以達到300kHz。這時，由于IRIS4015工作在準諧振狀態，因而有零導通寬度。MOSFET工作在其特性曲線的線性（或飽和）區。圖4給出了典型波形。這是因為在很窄的導通脈寬下，驅動器在門極電壓還上升時，使驅動輸出關斷，然后通過漏源之間飽和電壓的上升來控制施加在變壓器上的電壓。當工作在輕載、準諧振模式時，就會發生上述情形，但是不會引起其他問題。顯而易見，頻率較高時，上升時間受準諧振電容的限制，增加了損耗，從而降低了效率。這時，開關在PRC模式極其有利，能保持損耗和效率在一個合理的水平。當負載變輕時，主開關可以不在第一個電壓極小值時導通，可以在諧振的第二個極小值導通；輕載時則可以越過若干的極小值后再導通。這樣就可以有效的降低輕載、空載時的開關頻率。

圖4 空載時諧振狀態下的V_DS波形

對于IRIS4015，可以采用圖5的電路。增加光電耦合器2（它可使準諧振信號反饋起作用或失效）可以使工作模式在準諧振模式和PRC模式之間轉換，即圖中電路A。

圖5 QR/PRC工作方式轉換電路

通過增加如圖5所示的電路B可使在輕載時將轉換到PRC工作模式。當次級電壓下降時，PNP晶體管關斷使驅動繞組的電壓也跟著下降，因此切斷了OCP/FB腳準諧振信號反饋。一旦信號被切斷，通過內部振蕩器轉換到PRC工作模式，工作頻率也減降低到大約20～40kHz。

變壓器的數據

在很多情況下，反激式開關電源的變壓器的數據是設計過程中的主要數據之一。輸出24V的100W準諧振式開關電源的工作條件為：最大的占空比D_max=0.4；最小工作頻率f_min=50kHz；周期：T=20μs；最小輸入直流電壓：V_DCmin=200V；反饋電壓：133V；最大導通時間：8μs。

對應的變壓器的數據為：變壓器鐵芯型號為EER35L磁芯；變壓器初級繞組匝數：66匝；變壓器次級繞組匝數：12匝；輔助繞組的匝數：9匝；變壓器磁路氣隙：1mm；變壓器磁路電感：567μH；初級線徑： 0.35mm，四股并繞；次級線經：0.76mm，四股并繞。

準諧振反激式變換器的實現與測試

1 完整電路、電路板圖與原件明細

一個輸出100W用IRIS4015構成的準諧振反激式開關電源的整機電路的電路圖如圖6，元件排布圖如圖7，電路板圖如圖8。整個設計為可以放置在山西永明電源的75W電源殼內。

圖6 IRIS4015構成的準諧振反激式開關電源的電路圖

圖7 元件排布圖

圖8 電路板圖

2 測試數據與分析

通常開關電源需要測試的波形主要有輸出紋波電壓峰-峰值和主開關管的漏源電壓波形。前者反映了輸出噪聲的水平，通過后者可以判斷電路的工作是否正常。

● 輸出紋波電壓

最大輸出紋波電壓峰-峰值發生在輸入電壓最高的狀態下，因此測試到最高輸入電壓下的輸出紋波電壓能符合要求，其他電壓下則均能符合要求。用100MHz帶寬數字示波器F105B測試輸出紋波電壓，得滿載時的紋波電壓峰-峰值為88mV。如果用20MHz通用示波器，測得的結果將更低。

輸出紋波電壓波形表明準諧振工作狀態下，開關管的導通與關斷過程中所產生的dv/dt、di/dt和電磁干擾被大大減小，可以明顯減小輸出電壓紋波。

● 漏源電壓波形

通常，開關管的漏源極電壓波形在最高輸入電壓時處于最惡劣狀態，因此，最高輸入電壓時的漏源極電壓波形就基本可以了解電路的工作狀態。測試結果如圖9（a）、圖9（b）、圖9（c）所示，分別為PRC工作狀態下的空載漏源極電壓波形和輕載、滿載時的漏源極電壓波形。

（a）空載狀態 （b）輕載狀態 （c）滿載狀態

圖9 輸入電壓為245V時的源/漏電壓波形

從圖中可以看到，空載時開關管的導通時間幾乎為零，導通了就立即關斷。由于采用PRC控制方式，空載的開關頻率約為20kHz。有效的降低了開關管的開關損耗（這里主要指的是開關管的開通過程的損耗）。

輕載時，由于電路進入準諧振狀態，開關頻率比較高，約為100～110kHz左右，但是仍然比準諧振狀態的300kHz低。開關管開通損耗處在可以接受的比較低的功耗水平。

滿載時電路工作在準諧振狀態，開關頻率大約為30kHz左右（在最低輸入電壓時，開關管的開通時間將比最高輸入電壓時長約40%，方能獲得到相應的儲能），開關管的源漏峰值電壓最大值為564V，可以推算出輸入264V時的開關管的源漏電壓不會高于600V，低于650V額定電壓，為正常工作狀態。

從上述三個圖中可以看到，無論是PRC還是準諧振工作狀態，開關管的開通均在開關管漏源極電壓波形的極小值時刻。這樣就確保了開關管工作在“準諧振”狀態。

● 變壓器漏感對開關管源漏電壓波形的影響

變壓器漏感對開關管源漏電壓波形的影響越大，漏感越大，源漏電壓尖峰越高。因此，要盡可能地降低變壓器的漏感。除了采用初級包圍次級的漏感繞制方法外，還可通過提高磁路的相對導磁系數μ值來實現。提高μ值最有效的方法就是減小氣隙，可以通過選用較大的磁芯有效面積來減少繞組的匝數來實現。如果有條件，可以采用三相漆包線，這樣就可以免除初次級之間的隔離間距、減少或取消隔離膠帶的層數，提高初次級之間的耦合系數。

● 效率測試

電源的效率是衡量電源性能的一個重要標準。開關電源具有效率高的優點，但通常情況下，反激式開關電源的效率都低于85%。輸入電壓不同時，開關電源的效率也不同。測試結果如表1。

輸出整流器選用100V耐壓的肖特基二極管，則效率可以超過90%。從所測試的效率看，由于“消除”了開關管的關斷損耗和緩沖電路的損耗，使電路的效率提高至少5%～8%。這樣，即使IRIS4015沒有散熱器，也不會過熱。在整個電路中最熱的是變壓器，溫升大約40℃。如果選用更合適的磁芯，則可以降低變壓器的損耗和溫升。同時，由于開關管和輸出整流器可以不用散熱器，電路結構設計將變得更為簡單。