開關電源的小信號模型和環路原理及設計
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圖7
將s=2πfc代入上式，并令上式等于1時，可得環路的剪切頻率fc=fs/(2π)。因此，可將電流環等效為延時時間常數為一個開關周期的純慣性環節，如圖6所示。顯然，當電流誤差放大器的增益GCA小于最優值時，電流響應的延時將會更長。本文引用地址：http://www.104case.com/article/181000.htm
GCA中一般要在fs處或更高頻處形成一個高頻極點，以使fs以后的電流環開環增益以－40dB/dec的斜率下降，這樣雖然使相角裕量稍變小，但可以消除電流反饋波形上的高頻毛刺的影響，提高電流環的抗干擾能力。低頻下一般要加一個零點，使電流環開環增益變大，減小穩態誤差。
整個環路的結構如圖7所示。其中KEA，KFB定義如前?？梢娤鄬MC而言（參見圖3），平均CMC消除了原來由濾波電感引起的極點（新增極點fs很大，對電壓環影響很小），將環路校正成了一階系統,電壓環增益可以保持恒定，不隨輸入電壓Vin而變，外環設計變得更加容易。
4 峰值電流模式控制（PeakCMC）
平均CMC由于要采樣濾波電感的電流，有時顯得不太方便，因此，實踐中經常采用一種變通的電流模式控制方法，即峰值CMC，如圖8所示。電壓外環輸出控制量（Vc）和由電感電流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通過電壓比較器進行比較后，直接得到開關管的關斷信號（開通信號由時鐘自動給出），因此，電壓環的輸出控制量是電感電流的峰值給定量，由電感電流峰值控制占空比。
峰值CMC控制的是電感電流的峰值，而不是電感電流（經濾波后即負載電流），而峰值電流和平均電流之間存在誤差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般滿載時電感電流在導通期間的電流增量設計為額定電流的10％左右，因此，最好情況下峰值電感電流和平均值之間的誤差也有5％，負載越輕誤差越大，特別是進入不連續電流（DCM）工作區后誤差將超過100％，系統有時可能會出現振蕩現象。在剪切頻率fc以下，由圖6可知平均CMC的電流環開環增益可升到很高（可以>1000），電流可完全得到控制，但峰值CMC的電流環開環增益只能保持在10以內不變（峰值電流和平均值之間的誤差引起），因此，峰值CMC更適用于滿載場合。
峰值CMC的缺點還包括對噪音敏感，需要進行斜坡補償解決次諧波振蕩等問題。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的優點，且容易通過脈沖電流互感器等簡單辦法復現電感電流峰值，因此，它在Buck電路中仍然得到了廣泛應用。
5 結語
采用平均狀態方程的方法可以得到Buck電路的小信號頻域模型，并可依此進行環路設計。電壓模式控制、平均電流模式控制和峰值電流模式控制方法均可用來進行環路設計，各有其優缺點，適用的范圍也不盡相同。
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