一種低價簡易電源的設計

以圖1為例，Vin=12V，VO=1.8V，L=15μH，

fOSC=150kHz，VRIPPLE=60mV，計算出的ESR是90mΩ。

輸出電容的ESR會在輸出負載電流變化時產生一個電壓變化值（VT），為了滿足輸出電壓變化值要求，輸出電容的ESR必須同時滿足式（5）。

ESR（5）

以圖1為例，如果輸出電壓動態變化值是輸出電壓值的10％（VT=10％×1.8=180mV），如果負載電流變化值是1A，所需要的輸出電容ESR是180mΩ。為了同時滿足輸出電壓紋波和動態變化，應該選擇最小ESR的電容。所以，在本例中選用90mΩ/1000μF電解電容。

2.3 反饋分壓電阻

上端的反饋分壓電阻可在5～15kΩ之間選擇。下端的電阻值可由式（6）算出。

Rbot=Rtop（6）

在式（6）中，1.25V為SC2618內部電壓基準。以圖1為例，如果Rtop=10kΩ，為得到1.8V輸出電壓，Rbot=22.7kΩ。最終經實驗調整Rbot為22.1kΩ。一般來講Rtop和Rbot應選用1％精密電阻。

2.4 輸入電容

輸出滿載時輸入電容的ESR在電源輸入端所產生的紋波電壓是

ΔvESR=ESRIo（7）

式中：δ為電感上紋波電流與負載電流的比例。

圖1中δ=20％。假如該電源輸入端能接收500mV的紋波電壓，計算出來的輸入電容的ESR是130mΩ。為了簡單可以選擇同樣的1000μF，90mΩ電解電容。

2.5 功率場效應管

對有著高輸入電壓低輸出電壓的同步降壓變換器而言，上端場效應管導通的時間很短。下端場效應管導通的時間很長，但是，下端場效應管轉換電壓幾乎為零。在這樣的應用中，柵極電容較小（內阻較大）的場效應管適用于上端開關，柵極電容較大（內阻較小）的場效應管適用于下端開關。在本例中所用的場效應管是通過它的內阻（RDSON），柵極電容/電荷，和封裝熱阻（θJA）這3個參數來選擇的。利用SC26180.5A內置驅動器，一個柵極電荷為25nC的場效應管會產生大約50ns的開關升/降時間（ts=25nC/0.5A）。ts會在上端場效應管開關時產生的開關損耗（Ps）如式（8）表示

Ps=IOVINtsfOSC（8）

在圖1中，Ps是0.3W。

由于在上端和下端場效應管之間無重疊傳導，下端場效應管漏極和源極的寄生二極管或外部肖特基二極管總是在下端場效應管導通之前導通。下端場效應管導通電壓僅為一個在漏極和源極之間二極管的電壓。下端場效應管開關損耗為零。上端和下端場效應管在導通時的損耗可由式（9）及式（10）來計算。

PC_TOP=IO2RdsonD（9）

PC_BOT=IO2Rdson(1－D)（10）

以圖1為例，選用的場效應管是AO4812。AO4812上下端導通內阻都是28mΩ，在3.5A負載時上下端導通損耗是0.35W。整個AOS4812損耗為0.65W（PLoss=0.3W＋0.35W）。場效應管的結溫可由式（11）來計算。

TJ=TA＋θJAPLoss（11）

從AO4812手冊上可查到它最大的結溫至室溫的熱阻是110℃/W（θJA），在3.5A負載下AOS4812損耗為0.65W，這時AO4812SOIC8封裝結溫在40℃的室溫狀態下是111.5℃。這數值遠小于芯片150℃時的結溫限制。

對于大電流輸出上的應用（>3.5A），可以采用低內阻抗場效應管來限制它的導通損耗，并利用外加散熱器將它的結溫控制在110℃之內。

3 實驗結果

對于單輸入電源，SC2618需要一個由低值電容（0.1μF～1μF，25V）和一個小信號二極管（1N4148）的自舉電路，將BST管腳上的電壓提升到輸入電壓以上，作為上端N溝道場效應管驅動電壓。腳Vcc一般會用一個1μF/25V旁路瓷片電容。另外還需要在輸入和腳Vcc之間加一個低值電阻（2～10Ω）來消除腳Vcc上的噪音。

表1顯示了12V/(1.8V/3.5A)電源在不同負載電流下的效率。表2顯示了同樣電源在5V輸入電壓下的效率。可以看到此電路在1.8V輸出電壓應用中效率可保持在85％～90％。同樣的電源如果用非同步的芯片效率會低很多。

表1 12V/(1.8V/3.5A)電源效率

表2 5V/(1.8V/3.5A)電源效率

圖4顯示了12V/(1.8V/3.5A)電源在空載下的波形。最上面的波形是1.8V輸出電壓紋波，測出來的紋波值是53mV，非常接近前面計算出來的60mV值。中間波形是上端和下端場效應管驅動電壓。最下面波形是BST管腳上的電壓。測量出來的開關頻率是123kHz。

圖4 12V/(1.8V/3.5A)開關電源波形(空載)