基于TOPSwitch的反激變流器反饋電路的優化設計

對于圖2電路,主要就是要確定R4、R5、R6及R7的值。電路利用輸出電壓與T1431構成的誤差比較器,通過光耦PC817線性關系的電流變化控制TOPSwitch的Ic,從而改變PWM寬度,達到穩定輸出電壓的目的。從TOPSwicth的流入控制腳C的電流Ir與占空比D成反比關系,如圖3所示。

為使PWM線性調節,控制腳電流Ir應在2~6mA之間,而Ic是受光耦二極管電流If控制的,由于光耦PC817是線性光耦,二極管正向電流If在3mA左右時,三極管的集射電流Ice在4mA左右,而且集射電壓Vce在很寬的范圍內線性變化。因此確定選PC817二極管正向電流If為3mA。
從TL431的技術參數知,Vka在2.5~37V變化時,Ika可以在1~100mA內大范圍變化,一般選20mA即可,既可以穩定工作,又能提供一部分死負載。
由以上分析,可以得到一組關系式,有

式中：Vf是PC817二極管壓降;
VR是TL43l參考端電壓;
Vc是輸出電壓。
根據以上計算得到：R4=10kΩ、R5=10k、R6=470Ω、R7=150Ω。
使用以上參數構成的反激變流器,由于高頻變壓器漏感的存在以及PCB的布局不夠合理,使得輸出電壓紋波較大,達到150mV(=3％),所以必須對控制電路進行改進,進一步提高控制環路的增益和帶寬,改善電路的瞬態響應,以降低輸出紋波。
TOPSwitch的控制函數有兩個極點,第一個極點頻率為7kHz,它是由內部阻容元件構成的低通濾波器決定的,其截止頻率為7kHz,能濾掉開關噪聲電壓,而對誤差電壓只產生很小的相移。第二個極點頻率為1.7kHz,是由自動重啟動電容C8(47μF)和控制端動態阻抗Zc決定的,該極點適用于開關電源在不連續模式且占空比D50％情況下。
反激變流器的控制框圖如圖4所示。在設計反饋網絡前,假設PC817的電流傳輸比CTR=100％,而且因為TOPSwitch的控制是電流模式,所以PC817構成的傳遞環節不影響整個系統的頻率響向應,令Kea=1,并且所有設計采樣點在輸出的小LC濾波環節之前。此時,開環傳遞函數為V1為

V1折算到低壓側的原邊直流電壓;
RL為負載電阻;
L為高頻變壓器次級電感。
代入電路參數得
TOPSwitch的開關頻率為100 kHz,為了避免其引起過多的相移,一般取帶寬為其頻率的l／4一1／5,我們取1／5為20kHz。則此時的相位φ=arctan(20／33)一arctan(20／14)-arctan(20／49)=-46°
如果用單極點補償[如圖5(a)所示],則帶寬處的相位裕度為180—90一46=43°,比工程上一般要求的45°偏小,所以采用雙極點補償形式來提升相位裕度。圖5(b)具有兩個極點和一個零點,把第一個極點設定在原點,第一個零點一般在帶寬的1／8左右,這樣在帶寬處提升相位10°左右,此零點越低,相位提升越明顯,但太低了就降低了低頻增益,使輸出調整率降低,這里取2kHz。第二個極點的選取一般是用來抵消右半平面零點(一般由輸出電容的ESR引起)的增益升高,保證增益裕度,使帶寬處保持一20db／10decade的形狀,這里取極點頻率50kHz,如圖6所示。