高頻低造型電源變壓器的設計與應用

　　變壓器的輸入和輸出功率測量方法是這樣的：先將實測到的繞組兩端的電壓和流過的電流瞬時值相乘，然后再算得乘積在一個或多個周期內的平均值，即為變壓器的輸入或輸出功率。這個過程通過TektronixA6302數字示波器來完成。為了避免高頻對測量的影響，繞組兩端分別接示波器的兩個輸入通道，之間的電壓差即為繞組兩端的電壓。示波器的第三個通道則輸入通過電流探頭（TektronixA6302）測得的電流波形。

　　表1低造型電源變壓器和電感器的參數

　　圖8所示的為該變壓器效率與輸入功率之間的關系?？梢钥闯?，該變壓器具有很高的轉換效率。當變換器的輸出功率為50W時，即使是在自然通風冷卻情況下，該變壓器也沒有明顯溫升（50℃），這主要取決于它小的功耗和良好的散熱性能。整個變換器效率與輸出功率的關系見圖9。由于采用了同步整流技術，該變換器具有較高的變換頻率，在輸出功率

為50W時的效率接近90％。

概括起來，“5/6匝”低造型變壓器繞組折疊制作法具有下列優點：

（1）避免了相鄰導體之間的焊接；

圖7有源箝位同步整流正激式DC/DC變換器

圖8變壓器效率和輸入功率關系

圖9變換器效率與輸出功率關系

（2）可以在最大程度上利用磁心窗口高度，提高窗口填充系數；

（3）使得加工過程中的銅材料損耗為最少；

（4）制作方法簡單、快捷，而且干凈、不污染環境；

（5）使設計者可以根據具體應用，選用不同厚度的銅片材料；

（6）特別適合應用于高頻高功率密度的開關電源模塊中。

3高頻低造型電源變壓器的優化設計

3.1高頻變壓器損耗模型

（1）磁心損耗模型

　　變壓器的鐵損主要由磁滯和渦流效應導致，磁滯損耗一般認為是由磁材料的磁疇運動及磨擦而導致的。磁滯損耗與頻率成正比，而渦流損耗與頻率的平方成正比。此處將采用最為常用的磁損耗功率密度（單位體積）計算公式：

Pc=kBmfn(3)

式中k為損耗系數，B為磁通密度峰－峰值，f為磁場交變頻率，k、m、n與磁材料的特性有關，可從磁材料供應商給出的損耗曲線得出。在高頻時由于渦流效應的影響，因而磁心中磁力線呈不均勻分布，但當采用具有高電阻率的鐵氧體軟磁材料作為磁心材料時，渦流很小，對磁力線分布的影響可忽略，因而可認為磁心橫截面上的磁力線分布是均勻的。對于圖10所示的E－E型磁心，其損耗為：

　　Pc=kfnΦm(2W2L)1－m(2Hw＋W)(4)

（2）繞組損耗模型

　　P.L.Dowell雖然在對電磁場作了一維的近似下建立了簡捷的變壓器銅損和漏感的計算模型，但該模型使用起來很方便?？蓪⒅糜陬A測高頻變壓器的銅損和漏感，實現高頻變壓器的優化設計。

在高頻應用時，為了減少銅損和提高電流容量，繞組導體通常采用扁平狀銅片，而且每層只有一圈導體，如圖10和圖12所示，這樣可使電流沿導體的寬度方向分布，減少由于趨膚效應所導致的損耗，另外也有利于減少變壓器的整體高度。如果忽略各層導體連接點的影響，對于匝數為N的繞組，其直流電阻為：

Rdc=2Nρ(L＋Wc＋2Ww)/(Ww－2dw)tw(5)

式中tw、dw分別是導體厚度和繞組與磁心之間的間隙，由于高頻效應，繞組的電阻會有明顯增大，繞組的交流電阻可表示為：

　　Rac=FrRdc(6)

式中Fr為交流與直流電阻之比，它與磁心及繞組的幾何尺寸和布置有關?；赑.L.Dowell模型可知，在初次級繞組分開布置時Fr值為：

Fr=M＋[D(N2－1)]/3(7)

式中：N——從零漏磁場處開始算起的繞組層數；

　　M=△(sinh2△＋sin2△)/(cosh2△－cos2△)

D=2△(sinh△－sin△)/(cosh△＋cos△)

△=tw/δ,δ是頻率為f時的趨膚深度。

初次級繞組交錯布置時Fr的計算較為復雜，現舉一例加以說明。當其中一繞組被另一繞組夾于中間，而且其圈數為偶數，零漏磁場線正好將該繞組分成兩半（即兩邊的導體層數皆為整數）時，Fr可根據式（7）來計算，但其中的N應為實際繞組圈數的一半；當其繞組導體層數為奇數時，見圖11，相應的交直流電阻比例系數Fr

　　在實際應用時，磁心的形狀也不一定局限于E型，如果選用其他形狀，銅損和鐵損可按相應的計算公式來計算。