低壓輸入交錯并聯雙管正激變換器的研究

式中：ωr=1/；

Zr=；

L2=L2M＋L2S。

這一時段D3、D4上的電壓uD3=uD4=Uin－uds3，uT2PR1M=Uin－2uds3，t2時刻

uds3(t2)=uds4(t2)=Uin· (6)

i1M(t2)=I1M(＋)=(Uin/L1M)DTs (7)

i1M(t2)=(Vin/Zr)sin(ωrt1-2) (8)

式中：t1-2=t2－t1=(1/2－D)Ts。

3)開關模態3[t2～t3][參考圖3(c)]

t2時刻，Q1、Q2關斷，D1、D2開通續流，T1磁化電流從正向最大值I1M(＋)線性下降，

i1M(t)=I1M(＋ )－(Uin/LM)(t－t2) (9)

i1M(t3)=(Uin/LM)(2D－1/2)Ts (10)

D5關斷，D7開通，負載電流Io經D7續流。此時，T2原邊繼續諧振，因此時T2繞組（所標同名端）電壓為正，使得D6、D7同時導通，把T2副邊箝位為零，從而諧振回路變為T2漏感L2S與Q3、Q4結電容的諧振，釋放漏感能量，使得T2磁化電流到零，uds3、uds4迅速上升至Uin/2，之后保持在Uin/2，直到下一開關狀態。

4）開關模態4[t3～t4][參考圖3(d)]

5）開關模態5[t4～t5][參考圖3(e)]

6）開關模態6[t5～t6][參考圖3(f)]

t3時刻，對應下半周期開始，兩路雙管正激電路互換工作狀態，重復前半周期的工作情況，對應的相關公式互換一致，這里不再贅述。t6時刻，Q1、Q2再次開通，開始下一個周期。

3 電路特點分析

從以上開關模態分析可知，雙路交錯并聯雙管正激DC/DC變換器交替工作，向副邊傳輸能量，通過二極管D1、D2或D3、D4向電源回饋能量，實現鐵心磁復位，電路結構簡潔。并且主功率管關斷期間只承受電源電壓，這樣就可以選用低壓高速、導通電阻小的功率管，從而減小功率管導通損耗和開關損耗。

而且，因兩路交錯并聯結構的使用，電路具有以下優點：

——在同樣開關頻率下，輸出濾波電感上電壓的頻率提高了一倍，這樣減小了輸出濾波電感的體積；同時輸入電流脈動頻率提高一倍，亦減小了輸入濾波器的體積，從而進一步減小整機的體積。

——由于兩路交錯并聯，使得整流側輸出電壓等效占空比增加一倍，這就帶來兩個好處：一是使功率管工作在占空比小于0.5的情況下，整流側輸出電壓占空比可以在0～1之間變化，提高了電路的響應，并有利于驅動電路的設計；二是在同樣輸出電壓的情況下，整流側峰值電壓減小一半，續流時間減小，有利于選擇低電流定額的續流管。

——并聯結構可以使每個并聯支路流過更小的功率，消除變換器的“熱點”，使熱分布均勻，提高可靠性。

在原理分析和樣機制作中，我們也注意到寄生參數的諧振會使變壓器出現小范圍的雙向磁化，但由于諧振參數均較小，因此，對變壓器鐵心的選擇以及變換器工作影響不大，最大占空比仍可取在0.5左右。

4 實驗結果及討論

在對雙路交錯并聯雙管正激DC/DC變換器工作原理分析基礎之上，完成了一臺DC 27V/DC 190V，1kW的樣機研制，樣機的主要實驗數據為：

——輸入直流電壓：20～30V；

——輸出直流電壓：190V；

——電感：R2KBDEE40鐵心；

——變壓器：R2KBDEE42B鐵心；

——變壓器原副邊匝比：1/10；

——MOSFET：IRF3205；

——開關頻率：fs=120kHz；

——磁復位二極管：IN5822；

——輸出整流管：MUR8100；

——輸出續流管：MUR8100。

圖4給出了滿載時開關管MOSFET柵源電壓ugs和漏源電壓uds的波形圖，與理論分析基本相同。圖5給出副邊整流二極管D5和續流二極管D7的電壓波形，可以看出續流管關斷時由于其反向恢復造成了電壓振蕩。圖6給出了額定輸入電壓DC 27V時，變換器的效率與輸出電流的關系。

圖7所示為副邊整流電路，交錯并聯電路結構使副邊輸出電壓UA的等效占空比加倍，雖然可以減小輸出濾波電感的體積，但卻使續流管D7的開關頻率加倍，處于更高頻率的開關過程。由于D7存在反向恢復，這樣會在D5、D7以及T1副邊(D6、D7以及T2副邊)形成環流，造成更大的損耗，如果在t1～t2段di/dt過高（如圖8所示），不僅會引起振鈴現象而產生嚴重的電磁干擾，而且還可能會因為瞬態尖峰電壓太高而損壞二極管或電路中的其它半導體器件，因此D7宜采用t0～t1恢復時間短而t1～t2時間長即柔度系數大的快恢復二極管。

同時應當盡量減小變壓器副邊漏感，并使D5、D7、T1副邊繞組(D6、D7、T2副邊繞組)所圍面積最小以減小線路寄生雜感。

圖4 Ch2—ugsCh1—uds