準方波整流在電壓調整模塊（VRM）中的應用

(a) 雙通道 (b) 四通道

圖5 紋波互消比例

3.1 優化的輸入與輸出電壓關系Uin=2Uo

在雙、四通道交錯并聯QSW電路中，如果把D=0.5（對應Uin=2Uo）作為穩態占空比，不僅可以實現穩態工作時的輸出電流零紋波，大大減輕輸出濾波電容的穩態紋波設計壓力。而且可以實現對稱的瞬態響應[4,5]，如圖6所示。

(a) 負載突加 (b) 負載突卸

(c) 輸出電壓過沖

圖6 負載突變與輸出電壓過沖

1)負載突加 出現輸出電壓下沖，為及時響應可實現D=1滿占空比工作，整個開關周期輸出濾波電感上的壓降都為＋(Uin－Uo)，使電感電流迅速提升，對應；

2)負載突卸 出現輸出電壓上沖，為及時響應，占空比可以降為D=0工作，對應整個開關周期，輸出濾波電感上的壓降都為－Uo，使電流迅速下降，對應。

因此，從交錯并聯QSW拓撲本身來看，滿足Uin=2Uo可使VRM輸出電壓的上沖和下沖具有對稱的幅值，濾波參數實現優化設計，較具吸引力。

3.2 Uin=2Uo在整個電源系統中的缺陷及對策

在計算機電源系統中，VRM一般與其它部件公用電源總線，為了減小VRM的負載突變對這一公用總線電壓的影響，必須在其輸入端加一個輸入濾波器，以保證公用總線電壓不受負載突變影響[6]。其中，輸入濾波電容Cin與輸入電壓Uin的對應關系如圖7所示。

圖7 Cin與Vin的關系曲線

隨著處理器工作電壓的進一步降低（最新已提出1V以下的要求），若按照Uin=2Uo的優化關系，VRM的Uin僅為2V左右，將需要高達mF量級的輸入濾波電容；而且這么低的Uin將對應很高的Iin，增加了線路損耗，使銀盒與母板之間本已很復雜的連接線變得更難設計。而隨著Uin的升高，Cin將與Uin成平方反比的關系遞減。當Uin提高為48V左右時，Cin降為數十μF量級，從而使得VRM的整機尺寸能夠滿足越來越高的功率密度要求。

可見，從電源系統角度考慮，在滿足安規要求的情況下，希望VRM的輸入總線電壓越高越好。

為了解決多通道交錯并聯QSW電路中，Uin=2Uo與電源系統要求之間的矛盾，考慮引入隔離變壓器，把高總線輸入電壓變換為低輸入電壓，同時結合交錯并聯QSW技術，得到所希望的低輸出電壓。基本思路有兩種。

1）兩級結構 DC/DC(高壓/低壓)前級＋多通道交錯并聯QSW后級，該方案的關鍵在于前級低壓DC輸出的得到。

2）隔離式多通道交錯并聯QSW拓撲采用隔離式拓撲，結合QSW和交錯并聯技術，實現高總線輸入電壓到低壓輸出的變換。

4 應用QSW的隔離式拓撲

4.1 兩級方案

兩級方案中，前級的DC/DC(高壓/低壓)變換，可采用的拓撲形式較多。如果采用常規方法，必然要一套完整的控制電路、閉環設計，增加了元器件數和整機的復雜程度。這里采用如圖8所示的“對稱半橋全波整流＋雙通道交錯并聯QSW”拓撲。原邊開關S1、S2采用開環控制，固定在滿占空比工作，變壓器繞組上得到對稱的方波電壓，整流后得到較理想的低壓直流。副邊SR1、SR2管采用自驅動方法，QSW中的SR3－SR6采用與雙通道交錯并聯QSW電路相同的控制方法。這種方案大大簡化了控制電路設計。

圖8 對稱半橋全波整流＋雙通道交錯并聯QSW拓撲及其主要工作波形

4.2 隔離式多通道交錯并聯QSW拓撲

在常用的隔離式拓撲中，正激變換器必須留有一定量的占空比用于變壓器鐵芯的磁復位。在負載突升時，一個周期中必須留有一段時間用于電感放能，這就使得正激式拓撲的響應速度要比QSW電路慢。而為了滿足快速響應的要求，必然要大大增大磁性元件的體積，以保證負載突升期間，變換器快速提升占空比時，電感和變壓器不會飽和。

反激式拓撲存在相似的問題。負載突升時，必須首先給磁化電感儲能，然后再從原邊向副邊傳送能量。這使得響應出現延遲。

變壓器對稱工作的推挽、橋式電路，可以在整個周期都從原邊向副邊傳送能量。因而可以具備與QSW電路相似的快速響應。考慮到推挽拓撲存在變壓器漏感引起的關斷電壓尖峰等問題，全橋電路需要四管、驅動復雜等問題，在相對較高輸入電壓時(如48V總線電壓)，采用對稱半橋電路作為主電路拓撲。副邊整流電路可采用全波整流結構或倍流整流結構。

如圖9所示，讓對稱半橋全波整流電路按照QSW方式工作，在所有負載范圍內電感電流都從正到負變化，則可實現原邊開關管在開通之前，電感電流反映到原邊，流過即將開通的開關管的體二極管，實現ZVS。而且在負載突升時，輸出濾波電感的等效占空比可達到100％，整個周期都會有正壓加在輸出濾波電感上，來提升電流；負載突降時，濾波電感的等效占空比可以為0％，整個周期都會有負壓加在電感上，來降低電流。具有與單通道QSW電路相似的動態響應特性。應用交錯并聯技術，把兩個對稱半橋全波整流電路并聯起來(如圖10所示)，取穩態占空比為0.5，可實現完全的輸出電流紋波互消作用，大大減小輸 出 濾 波 器 ， 在 負 載 突 升 和 負 載 突 降 時 ， 具 有 對 稱 的 快 速 動 態 響 應 。

圖9 對稱半橋全波整流電路及QSW工作波形

圖10 交錯并聯對稱半橋全波整流電路

圖11為對稱半橋倍流整流拓撲，兩個輸出濾波電感的電流相位相差180°，與雙通道交錯并聯拓撲存在相似的電感電流紋波互消作用，對應D=0.5時，可以實現完全的電流紋波互消作用（輸出電流紋波為零）。在應用于負載對動態響應要求不高的場合時，可以把穩態占空比選定為0.5，從而大大減小輸出濾波器的體積。但對于數據處理器這類對動態響應有較高要求的負載時，不能把0.5這一滿占空比作為穩態占空比。但當D偏離0.5時，其紋波互消作用則會大大削弱，限制了輸出濾波器參數的取小，降低了功率級的能量傳輸速度。在這種情況下利用交錯并聯技術，把兩個對稱半橋倍流整流拓撲進行交錯并聯，如圖12所示，則可實現與四通道交錯并聯QSW電路相似的紋波互消作用（Dmax0.5）此時，若把穩態占空比定在0.25，則可實現穩態時完全的紋波互消作用，輸出濾波電感也可以取得很小，從而在負載突升(D：0.25→0.5)和突降(D：0.25→0)時，具有對稱的快動態響應。

圖11 對稱半橋倍流整流拓撲

圖12 交錯并聯對稱半橋倍流整流拓撲及其原理波形

值得指出的是，這些交錯并聯結構的拓撲特別適合于應用磁集成技術。可采用多通道電感集成方案及電感和變壓器的集成方案[7][8]。從而大大減小磁性元件所占的總體積，簡化電路布局、封裝設計，與分立磁性元件相比，具有顯著的優越性。

5 結語

本篇針對微處理器應用場合，對其供電電源VRM進行了拓撲分析，指出現有拓撲的缺陷，從而引出準方波整流方式，并結合交錯并聯技術，對多通道交錯并聯QSW電路進行了分析，在此基礎上，給出適合高總線輸入電壓要求的隔離式交錯并聯QSW方案，對各電路特點進行了闡述。本文分析有助于QSW在VRM中的合理選用和電路制作。