LinkSwitch系列恒壓/恒流式單片開關電源的應用

3 電路設計要點

3.1 最大輸出功率

LinkSwitch在交流85～265V寬范圍輸入、交流230V固定輸入時的最大連續輸出功率（P_OM）分別為3W、4W。為達到最大連續輸出功率，設計電路時應注意以下事項。

1）設計的直流輸入電壓最小值U_Imin≥90V。當交流輸入電壓u=85～265V時，輸入濾波電容的容量可按3μF/W的比例系數來選取。對于交流230V或115V固定輸入電壓，可按1μF/W的比例系數來選取。

2）LinkSwitch是專門設計在不連續模式下工作的，此時初級繞組感應電壓U_OR的范圍是40～60V。若設計成連續模式，會導致環路工作不穩定。

3）次級整流管應采用肖特基二極管。圖1中的VD₂就采用1A/60V的肖特基二極管。

4）預先可假定電源效率η=70％。

5）源極引腳必須與印制板上的覆銅箔接觸良好，以保證將熱量及時散發出去，使芯片溫度不超過＋100℃。

除了受溫度條件、通風狀況、封裝形式、電源結構等因素的影響之外，在給定條件下LinkSwitch的最大輸出功率還與高頻變壓器磁芯的大小、導磁率、初級電感容量、最小輸入電壓、輸入濾波電容的容量、輸出電壓、整流管壓降等參數有關，這會造成實際的P_OM值與設計值不相等。

3.2 高頻變壓器

在非連續模式下，當功率MOSFET關斷時，已存儲在高頻變壓器中的能量就轉換為次級輸出。若不考慮次級損耗的情況下，則高頻變壓器的最大轉換功率為

P_M=0.5L_PI²_LIMITf

式中：L_P為初級電感量；

I²_LIMITf為系數，它代表初級極限電流的平方與開關頻率的乘積，其典型值為I²_LIMITf=(254mA)2×42kHz=2710A²Hz。

P_M所對應的控制端電流用I_DCT來表示，I_DCT可用來設定LinkSwitch電源的最大輸出功率點P_OM。

當開關電源從恒流區開始工作時，初級電感量（L_P）對峰值輸出功率（P_OPK）起決定作用，該參數應加以控制。若估計的P_OPK值允許有±20％的變化量，則L_P值允許偏差±10％，磁芯的氣隙δ≥0.08mm。

若采用EE13型磁芯，取δ=0.08mm，L_P允許有±10％的偏差，初級感應電壓U_OR=40～60V，則LinkSwitch的最大輸出功率可達2.7W。選擇尺寸較大的磁芯能提升感應電壓U_OR，進而提高輸出功率。例如，選擇EE16型磁芯時，最大輸出功率為3W。如不考慮空載時的功率損耗，還可采用EE19型磁芯，在交流230V輸入時，U_OR>70V，將輸出功率提高到5W。UOR還影響恒流輸出特性曲線的線性度。在完成設計前應檢查恒流輸出特性。

3.3 影響輸出特性的因素

LinkSwitch輸出特性的余量由LinkSwitch的余量以及外部電路來決定。采用如圖1所示電路時，最大輸出功率為2.75W，輸出電壓的變化量為±10％，輸出電流的變化量為±20％。影響輸出特性的因素主要有初級漏感、次級整流管的壓降和輸出引線上的電阻。例如，當初級漏感達到50μH時將導致空載時的輸出電壓大約上升30％。如果增加光耦反饋電路并利用外部穩壓管進行二次穩壓，那么整個負載范圍內的輸出電壓變化量可降低到±5％。

3.4 關鍵元器件的選擇

下面以圖1為例，介紹選擇外圍關鍵元器件的原則。

1）鉗位二極管VD₁應選擇耐壓為600V甚至更高的快恢復或超快恢復二極管，不能用普通的低速二極管。

2）鉗位電容C4可采用0.1μF、100V的金屬膜或塑料薄膜電容，容量誤差在±5％、±10％或±20％均可，但不推薦使用陶瓷電容，因為該種電容受溫度和電壓變化的影響較大、容易引起輸出電壓的波動。

3）控制端電容C₃可為LinkSwitch的上電過程或自動重啟動階段提供控制電壓。設計電池充電器時，C₃應選擇0.22μF、10V的電容器，以保證有足夠的時間去啟動電路。

4）選擇反饋電阻R₁的原則是在最大輸出功率時能使2.3mA的反饋電流流入控制端。R₁的準確值還要看所設計的U_OR值。適當增大R₁值可改變電池充電器的輸出特性，如圖3所示。

圖3 增大R₁值對輸出特性的影響