電源管理電路設計時必需考慮的散熱問題

圖 3. 閃光脈沖期間 LM3554 PFET 的導通電阻和 LEDI/NETC 的 ESD 二極管。

在穩態下，LEDI/NTC的ESD二極管的VF為-622mV，對應結溫 95.2℃(環境溫度為25℃時）。在穩定狀態下，測得的PFET導通電阻為154mΩ，對應結溫105℃。圖3 還描繪了LM3554的熱容。VF和RPMOS的響應表現呈現類似于一階RC的指數級上升，計算等式如下：

熱容則為：

使用ESD二極管的正向電壓時獲得的熱容為0.009J/℃，使用PFET導通電阻時獲得的熱容為0.0044 J/℃。溫度讀數之間的差異可能是由于器件上的溫度梯度而造成的。PFET緊鄰電流源，預計其溫度上升將較快，且溫度會比LEDI/NTC引腳的ESD二極管高，后者離IC上的功率器件較遠。造成這樣的溫度差異是由于器件核心區域兩個測量點之間的熱阻和熱容引起的。另外，響應大約為單次常量指數。實際上，功耗會隨著PFET和電流源升溫而發生些微的變化。這將導致隨著結溫上升，PDISS也些微增加。

當處理脈沖工作器件(如閃光LED驅動器）時，對熱阻抗模型比對單獨熱阻的考慮深入得多。例如，閃光脈沖電流為1.2A，VIN為5V且VLED為3.4V。在這種情況下，器件在上電模式下PDISS=2.14W。當RJ-A為48℃/W且環境溫度為50℃時，穩定狀態模型指示核心溫度會上升至153℃，這比最高工作結溫高出28℃。如果我們考慮熱容(0.0044℃/J)并將200ms閃光脈沖寬度計算在內，則可以獲得對核心溫度更好的估算，大約為113℃。

電感器和溫度

迄今為止對關于LM3554和高溫的討論也適用于LM3554的功率電感。與半導體器件(如LM3554)一樣，功率電感器損耗過多熱量將改變器件特性并導致電感和電源工作異常。功率電感溫度過高，通常會導致直流繞線電阻增加和飽和電流限制降低。

電感器電阻

電感線圈的電阻溫度系數導致電感直流電阻會隨著溫度變化。線圈通常為銅制，溫度系數約為 3.9mΩ/℃，計算其電阻的等式如下：

或相當于0.39%/℃變化。

讓我們再看一下LM3554，評估套件中指定的電感器是Toko生產的FDSE0312-2R2。在 TA= 25℃時，測得的電阻為137mΩ。在 85℃時，電阻變化 為50℃×0.39%=19.5%(或變為164mΩ）。在RMS電感電流為2A且VIN=3.6V時，電感電阻變化會導致效率降低約1.5%。

電感器飽和度

或許在高溫狀況下，功率電感最為關注的問題是額定飽和電流下降。使用較大的RMS電流時，內部功耗導致電感溫度上升，從而降低電感的飽和點。在飽和時，電感鐵磁核心材料已達到磁通密度(B(t))，該密度不再隨磁場強度(H(t))成正比增加。相反，當飽和時，由于電感電流增加而引起任何磁場強度增加，會導致非常小的磁通密度的增加。

如果在示波器上查看開關穩壓器電感電流，我們會看到器件進入飽和狀態時，電感電流斜率增加。這相當于電感下降。紋波電流的增加將導致 RMS 電流和電感器的開關損耗增加，這兩項都會增加電感的功耗并降低效率。

電感器在特定點達到飽和時會產生突然的飽和響應，或者會與 FDSE0312-2R2 電感器一樣產生逐漸的飽和響應。然而，電感器制造商通常會將飽和點指定為既定電流和溫度下電感值的特定百分比跌幅。

圖4描繪了工作在飽和狀態下電感器的實例。該例子使用TDK生產的VLS4010-2R2(2.2μH)電感器，在進入飽和狀態時出現急劇下降。當采用最小閃光脈沖寬度32ms，在升壓模式下LM3554會顯示出這種效應。較窄的脈沖寬度限制了電感器的自熱，從而可以通過調節環境溫度來控制電感器的溫度。

圖 4. 電感器飽和與溫度。