開關電源的可靠性熱設計分析
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為解決特殊的電子冷卻問題選擇和設計合適的散熱器是十分關鍵的一步.散熱器的性能與很多參數有關,比如:散熱器周圍空氣的溫度和流速;其他通過器件和電路板的熱傳導途徑的強度;散熱器和所貼附器件之間的接觸熱阻;從散熱器到一個冷表面的熱輻射路徑,等等.在某一應用中工作良好的散熱器換一種情況可能就不起作用了.散熱器還會對電磁場產生影響(尤其是在沒有接地的時候影響更顯著).附錄的應用案例和技術文檔詳細闡述了Flomerics軟件是如何對許多不同情況分析和優化散熱器性能的.
10 高頻變壓器和電抗器的熱設計
根據電路拓撲和輸入、輸出參數就可以計算出電磁元件的設計參數.磁元件的損耗是線圈設計的出發點之一.圖6-16 是一個變壓器銅損耗和磁芯損耗定性關系圖.在給定絕緣等級和應用環境條件(溫升)下,選取較高的ΔB 值,可以減少匝數,但磁芯損耗Pc 增加;線圈匝數減少,導線電阻減少,線圈損耗PW 下降;反之,Pc 增加,而PW 減少.變壓器的總損耗P 是兩者之和.在某一個匝數N(B)下有一個最小值,即當PW ＝PC 時變壓器損耗最小,體積也最小.實際上,完全達到最優是困難的,但在圖6-16 虛線包圍的范圍內已相當滿意了.
IEC規定絕緣材料7 個耐溫等級如表6-2 所示.
表6-2 IEC 絕緣等級極限溫度
絕緣等級YAEBFHC
工作溫度℃90105120130155180>180
根據采用的絕緣等級和環境溫度Ta,就可以決定線圈的允許溫升
ΔT=Tmax-Ta (6-14)
式中Tmax-絕緣等級一般允許的最高溫度.例如實際A 級絕緣允許最高工作溫度為90℃,這是平均溫度,最高溫度有可能達到等級極限溫度.
Ta-環境溫度(℃),應當是工作環境溫度.
如果磁芯材料采用非晶合金或磁粉芯,居里溫度一般在250℃以上,磁特性的溫度穩定性好,采用B 級以上絕緣.鐵氧體居里點一般在250℃以下,同時損耗曲線大約在100℃以上是正溫度系數,即溫度增加,損耗增加.一般磁芯平均溫度控制在100℃以下,變壓器熱點溫度不應當超過120℃,與其相應的絕緣一般采用E 級絕緣,最高工作溫度100℃左右.如果磁芯損耗與線圈損耗相等,自然冷卻時溫升40℃,磁芯比損耗為100mW/cm3.
磁元件線圈的溫升是線圈總損耗和它表面散熱能力的綜合結果.熱阻有兩個主要部分:熱源(磁芯和線圈)和變壓器表面之間的內熱阻Ri,以及由變壓器表面到外部環境的外熱阻Rth.
內熱阻主要取決于線圈物理結構.因為熱源在整個變壓器是分布的,很難定量決定.又因最高溫度的“熱點”,實際上產生很小的熱量.Ri與由表面到內熱點無關,是一個平均值.磁芯產生熱的大部分(非環形)靠近變壓器內表面.在線圈內產生的熱分布在表面到內磁芯之間.雖然銅的熱阻很低,但絕緣和空隙提高了線圈內的熱阻.這些參數常常由經驗決定.通常內熱阻Ri遠小于外熱阻Rth(除強迫通風外).
外熱阻Rth主要由通過變壓器表面氣流-自然對流還是強迫通風決定.自然冷卻時Rth很大程度上取決于變壓器表面積以及如何安裝,和它周圍空氣流有否障礙.變壓器安裝在水平表面上,并且全部元件圍繞它,或者安裝在相當小的容器內,Rth要比安裝在垂直表面而有利于“煙囪效應”大得多.對于強迫冷卻,Rth可降低到很小數值,這取決于氣流速度.此時內熱阻Ri成為主要因素.強迫空氣冷卻,熱阻與溫升通常無關.在決定整機效率后,整機損耗也就決定了.根據整機分配到磁元件的損耗稱為絕對損耗.因此整機效率是絕對損耗的決定因素.而溫升是平均溫升,也并非磁芯最熱點溫度與表面溫度之差.
根據“熱路”歐姆定律,溫升和損耗的關系為:
△T＝Rth×P
式中Rth-熱阻(W/℃).
雖然有不少文獻介紹電磁元件的溫升估算方法,但是尚無簡單而精確的分析方法.精確計算可用有限元計算機分析.通常應用磁性元件熱阻與表面輻射和自然對流散熱經驗關系計算溫升,精度可在10℃以內.熱阻的經驗公式為
Rth＝295A-0.7×P-0.15
線圈溫升為
△T＝Rth×P＝295A-0.7×P0.85
式中P-磁元件總的損耗功率(W);
A-磁元件的計算表面積(cm2).
可見,熱阻不僅與輻射表面有關,而且還與磁元件的耗散功率有關.有些磁芯生產廠列出不同規格磁芯的熱阻Rth.通常中心柱上最熱點比表面溫度大約高10~15℃.表面與周圍空氣較大的溫度差使得表面更容易散熱,即熱阻更低.
例4 E55 型磁芯,材料為3F3 工作頻率為200kHz、磁感應B 為0.08T.銅損耗為3W.散熱表面為106.5cm2.求線圈溫升.
解:由磁芯材料3F3 在100℃時單位損耗與磁感應關系中,查得0.08T 時單位體積損耗為80mW/cm3.從E55 規格表中查的有效體積為43.5cm3.因此磁芯損耗為
PW=0.08×43.5=3.48W
總損耗
P=Pc+Pw=3.48+3=6.48W
根據式(6-17)得到
△T＝295A-7×P0.85＝295×106.5-0.7×6.480.85＝55℃
在設計開關電源開始時,根據輸出功率,輸出電壓和輸出電壓調節范圍、輸入電壓、環境條件等因素,設計者憑經驗或參照同類樣機,給出一個可能達到的效率,由此得到總損耗值.再將總損耗分配到各損耗部件,得到變壓器的允許損耗.變壓器損耗使得線圈和磁芯溫度提高,線圈中心靠近磁芯表面溫度最高,此最大“熱點” 限制了變壓器的溫升.根據式(6-15),溫升ΔT(℃)等于變壓器熱阻Rth(℃/ W)乘以功率損耗P(W):
△T＝Rth×P
在一般工業產品中,民用環境溫度最高為40℃.變壓器內部最高溫度受磁芯和絕緣材料限制,如果采用鐵氧體與A或E級絕緣,變壓器溫升一般定為40~50℃溫升.其內部熱點溫度為100℃.如果溫升過高,應當采用較大尺寸的磁芯.如果要求較小的體積,應當采用合金磁芯和高絕緣等級的絕緣材料,允許較高溫升,但使效率降低.
變壓器損耗分為磁芯損耗和線圈損耗,很難精確預計.磁芯損耗包括磁滯損耗和渦流損耗.線圈損耗包括直流損耗和高頻損耗.引起變壓器溫升主要是穩態損耗,而不是瞬態損耗.
1) 磁芯損耗
a 磁芯磁滯損耗與頻率和磁通擺幅有關.在所有Ⅱ類和Ⅲ類磁芯工作狀態(正激和推挽類拓撲)中,Uo=DUi/n(n=N1/N2-變壓器變比).當工作頻率固定,伏秒積即磁通變化量是常數,所以磁滯損耗是常數,與Ui和負載電流無關.
b 磁芯渦流損耗實際上即磁芯材料的電阻損耗-I2R.渦流大小正比于磁通變化率,即與變壓器伏/匝成正比.因此,如Ui加大一倍,渦流增加一倍,峰值損耗I2R增加4倍;如保持輸出穩定,占空度下降一半,則平均損耗I2R增加一倍.可見磁芯渦流損耗正比于Ui,最壞情況是最高電壓.磁芯渦流損耗還與磁芯結構有關,如果磁芯由相互絕緣的疊片或幾塊較小的截面組成,渦流比整體小.
2) 線圈損耗
低頻線圈損耗是容易計算的.但高頻線圈渦流很難精確確定,因為開關電流矩形波包含高次諧波.在正激或推挽類拓撲中,如果斜坡分量是斜坡中心值的1/5時,次級峰值電流可近似等于負載電流,而峰值初級電流等于負載電流除以匝比:
I2p ＝Io
I1p ＝I2p /n
峰值電流與Ui無關.而在峰值電流為常數時(負載不變),有效值電流的平方,即線圈損耗(I2R損耗)正比于占空度D,反比于Ui.(對于峰值電流不變,高次諧波主要由開關瞬態引起的,D無明顯變化).線圈損耗在低Ui時總是最大.
變壓器和電抗器可以放置在風道中,以加強散熱.但最主要的還是設法降低其散熱量,通過合理選擇鐵心材料和設計繞組,可以最大限度地降低其損耗,從而減少發熱.
在機箱結構設計時散熱問題是考慮最多的問題,需要考慮主要發熱元件的擺放位置、風道的設計、冷卻元器件的分離等,就目前的資料來看,各有優缺點,很難確定一個最佳方案.
11 高頻功率開關器件和二極管的熱設計
開關器件的發熱量占整機的50%~80%,因此是熱設計的重點.由于半導體在較高的溫度條件下會變成導體,從而失去電壓阻斷能力,因此器件工作中管芯的結溫不能超過允許值,這一上限同管芯材料和工藝有關.對于目前普遍采用的硅材料制造的各種高頻開關器件,如IGBT、MOSFET和GTR而言,其結溫上限為125~175℃.器件工作中都會產生損耗,以熱的形式通過器件的殼體散發到環境中,傳熱過程中結-殼間會形成溫差.
從設計的角度,可以簡化為管芯-管殼、管殼-散熱器和散熱器-環境等相串聯的多個傳熱過程.如圖所示:
熱阻、溫差和發熱功率間的關系為
熱設計的目的就是在溫差和發熱功率基本確定的條件下,選擇合適的熱阻使工作時管芯的溫度低于最大允許的結溫.選取原則包括選取電流容量大的器件,它具有較小的熱阻;采用器件并聯可以成倍的降低熱阻.
進行功率器件及功率模塊散熱計算的目的,就是在確定的散熱條件下選擇合適的散熱器,以保證器件或模塊安全、可靠地工作.散熱器的設計必須顧及使用環境、條件,以及元件允許的工作溫度等多種參數.但是對散熱器的傳熱分析目前國內外都還研究得很不夠,工程應用中的設計大多是憑經驗選取,并作相應的核校計算.
電力電子設備中的功率器件在工作時其自身也會消耗一定的電能,把單位時間內功率器件所消耗的電能稱作為器件的功率損耗.器件的功率消耗將導致其結溫升高從而產生了散熱冷卻的要求;而散熱器在單位時間內所散發出的熱能量叫耗散功率.在設備正常穩定工作時,器件的功率損耗和散熱器的耗散功率將達到平衡,器件的溫度也不會繼續升高,即系統達到了熱平衡狀態.
在系統的熱設計中就正是根據能達到熱平衡狀態時的功率參數來確定散熱器應當具備的相關參數,因此在設計過程中一般先根據相關數據手冊和實際電路工作參數來計算出功率器件的功率損耗,然后以此作為依據計算散熱器相關參數.
而功率器件的功率損耗一般包括器件的通態損耗、開關損耗、斷態漏電流損耗及驅動損耗幾個部分.
功率器件開關損耗包括了開通損耗和關斷損耗,開關的開通和關斷過程伴隨著電壓和電流的劇烈變化,因此產生較大的損耗,而且開關損耗的大小在很多情況下占有了器件總的功率損耗的相當大比重,甚至是主要部分,尤其是當器件處于高頻工作情形下.
功率器件的開關損耗與負載的特性有關,一般簡化為感性負載和阻性負載兩種情況來計算開關損耗.
功率器件的驅動損耗
功率器件在開關過程中消耗在驅動控制板上的功率以及在導通狀態時維持一定的柵極電壓、電流所消耗的功率稱為開關器件的驅動損耗.一般情況下,這部分的功率損耗與器件的其他部分損耗相比可以忽略不計,但對于GTO、GTR等通態電流比較大的功率器件則需要特殊考慮.
根據變壓器二次側整流二極管的平均電流可以估算其通態損耗為
PDon=IDmax×UD
式中UD取二極管在流過峰值電流時的通態壓降.
二極管的開關損耗可以按下式估算:
PDS=(eon+eoff)fs
式中eon和eoff 為每次開通和關斷耗散的開關能量;fs為電路的開關頻率.根據經驗,按通態損耗的1.5~2倍估算.
根據二極管的損耗功率和器件的結溫上限以及環境溫度的上限,可以計算出允許的散熱熱阻的上限為
RthJ-C+ RthC-AQ(TJM-TAM)/(PDon+PDS)
式中RthJ-C為二極管的結殼熱阻;RthC-A為散熱器的熱阻;TJM為二極管允許的最高結溫;TAM為技術要求中環境溫度的上限.
二極管的結殼熱阻加散熱器的熱阻不能超過上式給出的上限,這是選取二極管及其散熱器的依據.
根據變壓器一次側開關器件的平均電流可以估算其通態損耗為
PSon=ISmax×US
式中US取開關器件在流過峰值電流時的通態壓降.對于MOSFET等單極型器件,應采用其通態電阻和流過其溝道的電流有效值計算通態損耗,對于IGBT、GTR等雙極型器件,應采用其飽和壓降乘以通態平均電流計算通態損耗.
開關器件的開關損耗可以按下式估算:
PSS=(eon+eoff)fs
式中eon和eoff 為每次開通和關斷耗散的開關能量;fs為電路的開關頻率.根據經驗,按通態損耗的1~1.5倍估算.
根據開關器件的損耗功率和器件的結溫上限以及環境溫度的上限,可以計算出允許的散熱熱阻的上限為
RthJ-C+ RthC-AQ(TJM-TAM)/(PSon+PSS)
式中RthJ-C為開關器件的結殼熱阻;RthC-A為散熱器的熱阻;TJM為開關器件允許的最高結溫;TAM為技術要求中環境溫度的上限.
開關器件的結殼熱阻加散熱器的熱阻不能超過上式給出的上限,這是選取開關器件及其散熱器的依據.詳見楊旭等著,開關電源技術相關部分內容.
如MOSFET IRFP22N50A熱特性:
如IGBT IRG4PC50F熱特性:
如輸出整流雙二極管FFA15U40DN熱特性:
如輸出整流雙二極管BYV255V熱特性:
功率器件熱設計
由于半導體器件所產生的熱量在開關電源中占主導地位,其熱量主要來源于半導體器件的開通、關斷及導通損耗.從電路拓撲方式上來講,采用零開關變換拓撲方式產生諧振使電路中的電壓或電流在過零時開通或關斷可最大限度地減少開關損耗但也無法徹底消除開關管的損耗故利用散熱器是常用及主要的方法.
功率器件熱設計是要防止器件出現過熱或溫度交變引起的熱失效,可分為器件內部芯片的熱設計、封裝的熱設計和管殼的熱設計以及功率器件實際使用中的熱設計.其主要關系如圖所示.
對于一般的功率器件,在生產工藝階段,就要充分考慮器件內部、封裝和管殼的熱設計,當功率器件功耗較大時,依靠器件本身的散熱(芯片、封裝及管殼的熱設計)并不能夠滿足散熱要求.功率器件結溫可能會超出安全結溫,此時需要安裝合適的散熱器,通過散熱器有效散熱,保證器件結溫在安全結溫之內且能長期正常可靠的工作.
合理選取散熱器
功率器件使用散熱器是要控制功率器件的溫度,尤其是結溫Tj,使其低于功率器件正常工作的安全結溫,從而提高功率器件的可靠性.功率器件散熱器隨著功率器件的發展,得到了飛速發展,常規散熱器趨向標準化、系列化、通用化,而新產品則向低熱阻、多功能、體積小、重量輕、適用于自動化生產與安裝等方向發展.合理地選用、設計散熱器,能有效降低功率器件的結溫,提高功率器件的可靠性.
各種功率器件的內熱阻不同,安裝散熱器時由于接觸面和安裝力矩的不同,會導致功率器件與散熱器之間的接觸熱阻不同.選擇散熱器的主要依據是散熱器熱阻RTf.在不同的環境條件下,功率器件的散熱情況也不同.因此選擇合適散熱器還要考慮環境因素、散熱器與功率器件的匹配情況以及整個電子設備的大小、重量等因素.
功率器件熱設計和散熱器優化設計
功率器件熱設計和散熱器優化設計方案示于圖2.首先根據功率器件正常工作時的性能參數和環境參數,如環境溫度、器件功耗和結溫等,計算功率器件結溫是否工作在安全結溫之內,判斷是否需要安裝散熱器進行散熱,如功率器件需安裝散熱器進行散熱,計算相應的散熱器熱阻,初選一散熱器;重新計算功率器件結溫,判斷功率器件結溫是否在安全結溫之內,所選散熱器是否滿足要求;對于符合要求的散熱器,應根據實際工程需要進行優化設計.
12 模塊電源的熱設計
目前國內市場使用模塊電源的國外模塊主要供應商為VICOR、ASTEC、LAMBDA、ERICCSON以及POWER-ONE,國產模塊主要的供應商有中興、新雷能、迪賽、24所等.為實現高功率密度,在電路上,早期采用準諧振和多諧振技術,但這一技術器件應力高,且為調頻控制,不利于磁性器件的優化.后來這一技術發展為高頻軟開關和同步整流.由于采用零電壓和零電流開關,大大降低了器件的開關損耗,同時由于器件的發展,使模塊的開關頻率大為提高,一般PWM可達500kHz以上.大大降低了磁性器件的體積,提高了功率密度.
模塊電源工藝發展方向如下:
1)降低熱阻,改善散熱
為改善散熱和提高功率密度,中大功率模塊電源大都采用多塊印制板疊合封裝技術,控制電路采用普通印制板置于頂層,而功率電路采用導熱性能優良的板材置于底層.早期的中大功率模塊電源采用陶瓷基板改善散熱,這種技術為適應大功率的需要,發展成為直接鍵合銅技術(Direct Copper Bond,DCB),但因為陶瓷基板易碎,在基板上安裝散熱器困難,功率等級不能做得很大.后來這一技術發展為用絕緣金屬基板(Insutalted Mental Substrate,IMS)直接蝕刻線路.最為常見的基板為鋁基板,它在鋁散熱板上直接敷絕緣聚合物,再在聚合物上敷銅,經蝕刻后,功率器件直接焊接在銅上.為了避免直接在IMS上貼片造成熱失配,還可以直接采用鋁板作為襯底,控制電路和功率器件分別焊于多層(大于四層,做變壓器繞阻)FR-4印制板上,然后把焊有功率器件的一面通過導熱膠粘接在已成型的鋁板上固定封裝.不少模塊電源為了更利于導熱、防潮、抗震,進行了壓縮密封.最常用的密封材料是硅樹脂,但也有采用聚氨酯橡膠或環氧樹脂材料.后兩種方式絕緣性能好,機械強度高,導熱性能好,成為近年來模塊電源的發展趨勢之一,是提高模塊功率密度的關鍵技術.
2)二次集成和封裝技術
為提高功率密度,近年開發的模塊電源無一例外采用表面貼裝技術.由于模塊電源的發熱量嚴重,采用表面貼裝技術一定要注意貼片器件和基板之間的熱匹配,為了簡化這些問題,最近出現了MLP(Multilayer Polymer)片狀電容,它的溫度膨脹系數和銅、環氧樹脂填充劑以及FR4 PCB板都很接近,不易出現象鉭電容和磁片電容那樣因溫度變化過快而引起電容失效的問題.另外為進一步減小體積,二次集成技術發展也很快,它是直接購置裸芯片,經組裝成功能模塊后封裝,焊接于印制板上,然后鍵合.這一方式功率密度更高,寄生參數更小,因為采用相同材料的基片,不同器件的熱匹配更好,提高了模塊電源的抗冷熱沖擊能力.李澤元教授領導的CPES在工藝上正在研究IPEM(IntegratedPower Electronics Module),它是一種三維的封裝結構,主要針對功率電路,取代線鍵合技術.
3)扁平變壓器和磁集成技術
磁性元件往往是電源中體積最大、最高的器件,減小磁性元件的體積就提高了功率密度.在中大功率模塊電源中,為滿足標準高度的要求,大部分的專業生產廠家自己定做磁芯.而現有的磁性供應商只有飛利浦可以提供通用的扁平磁芯,且這種變壓器的繞組制作也存在一定難度.采用這種磁芯可以進一步減小體積,縮短引線長度,減小寄生參數.CPES一直在研究一種磁集成技術,福州大學的陳為教授3年前在CPES研究了磁集成技術,他們做的一個樣機是半橋電路,輸出整流采用倍流整流技術,而且輸出端的兩個電感跟主變壓器集成在一個鐵芯里,最后達到的功率密度為300W/in3.倍流整流技術適用于輸出電流大,對di/dt要求高的場合,比如在實現VRM的電路中就常常用這種整流電路。
12.1 散熱考慮
所有的功率轉換產品在運轉時,由于內部功率消耗都將產生一些熱量.在每一應用中都有必要限制這種“自身發熱”,使模塊外殼溫度不超過指定的最大值.在下面介紹了DC-DC轉換器外殼升溫的大概過程.
1)可用的功率密度
絕大多數DC-DC轉換器生產商都以產品的功率密度作為水準,來衡量產品的有效性.功率密度通常由瓦/立方英寸(W/in3)來表示.了解功率密度定義的條件是非常重要的.本文引用地址：http://www.104case.com/article/177853.htm 電抗器相關文章:電抗器原理
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