電源設計指南：拓撲結構（一）

與采用帶附加有源開關輔助電路的軟開管Boost變換器功率級相比，無損吸收軟開管Boost變換器功率級因無需有源器件，因而更具優勢。特別是圖8(b)，因其開關管的關斷dv/dt得到了控制，開通為零電壓開通，且主開關管上的電壓應力為輸出電壓，因而整機性能得到大大改進。圖10給出無損吸收電路的典型波形。

圖10無損吸收電路的典型波形

對于6.6kW的功率定額，450V的輸出電壓，需要采用600V/60A的MOSFET。可根據應用場合需要，整機設計可選擇單模塊或多模塊并聯方案。

對于后級DC/DC變換器，由于輸入輸出均為容性濾波器，因此，只有具有電流源特性的高頻變換器適用。以下幾種有大電感與變壓器原邊相串聯的拓撲適合采用。其中一種形式是圖11所示的全橋型變換器。

圖11全橋型充電變換器

原邊電路中采用串聯電感，從而感應耦合器的漏感被有效利用起來，磁化電感也可利用來擴大變換器ZVS的工作范圍。對于450V的輸入總線電壓，可以采用1∶1的匝比，也即原邊繞組和副邊繞組均采用4匝線圈。

橋式結構的變換器拓撲的缺點之一是峰值電流較高，特別在低壓輸入時峰值特別高。此外對應輕載時，變換器進入斷續工作狀態，主開關管的開通損耗增加，調節特性變差。因而，通常要保證一個最小負載電流，確保ZVS。

另一類具有高頻電流源特性的變換器拓撲是諧振變換器。文獻[8]對這些變換器拓撲進行了分類，分為電流型和電壓型。在電流型變換器中，變換器由電流源供電。在這類拓撲中，電流得到有效的控制。但其缺陷是開關管上承受的電壓未得到有效控制。因為，大多數功率器件對過流的承受能力比過壓的承受能力要強。

另外，在電壓源型變換器中，開關器件的電壓得到很好的限制，但在全橋和半橋拓撲中，卻可能會因擊穿損壞。這些變換器通常被分為串聯、并聯和串并聯諧振3種類型。

圖12給出這些基本的諧振變換器拓撲示意圖。在串聯諧振變換器中，諧振電感與變壓器原邊串聯，而其他類型變換器中，電容與變壓器串聯。只有串聯諧振變換器是硬電流源特性，而其他類型變換器是硬電壓源型。

圖12諧振變換器拓撲

為了有效利用感應耦合器磁化電感和匝間電容，可以采用不同的串聯諧振變換器。一種拓撲形式是圖13所示的串并聯LLCC諧振變換器。另外一些諧振變換器也可考慮。如前所述，匝間電容、磁化電感和漏感均得到了充分利用。這一方案因變換器和感應耦合器得到了很好的匹配，頗具吸引力。

圖13串并聯LLCC諧振變換器

該變換器可以工作于高于諧振頻率的ZVS狀態，或低于諧振頻率的ZCS狀態，如圖14所示。輸出電壓可采用變頻控制。然而，為了優化感應耦合器性能，一般設計為高頻對應于輕載工作，低頻對應于重載工作，從而在頻率變化范圍內，變換器的開關損耗基本保持恒定。

圖14串并聯諧振的兩種軟開關工作模式

由于并聯諧振電路的升壓特性，最大的變換器電壓增益稍大于1。對于輸入電壓450V，輸出電壓400V，可用1∶1的匝比。這種變換器輕載工作時輸出電壓控制特性比較差，需要采用其他的一些控制技術。一種方案是使用輸入Boost級調節輸出電壓，另一種方案是采用PWM或移相控制。這兩種控制技術在相關文獻中都有較詳細的介紹。

4.3充電模式3

這是一種快速充電模式，主要針對長距離旅行情況進行充電。充電器對應高功率特性（>100kW），主要用于一些固定的充電站。對于100kW的功率等級，充電時間約為15min。為提高功率因數，降低輸入電網諧波，變換器輸入端一般需要采用有源整流電路，如圖15所示?？梢圆捎貌煌目刂品桨福ㄊ噶靠刂疲A梯波控制，數字控制技術等[11]。

圖15有源輸入整流電路

為了進一步提高變換效率，允許高頻工作，可以采用如圖16所示的ZVT電路。利用輔助電路實現了主開關器件的ZVT，主開關仍為PWM控制。

圖16ZVT三相Boost整流輸入電路

如前所述，高功率充電模式通常只在充電站使用。因為，充電站可能會裝有多個充電器，每個充電器均采用單獨的整流級必然會使系統體積龐大，成本大大增加。為簡化系統設計，可為整個充電站配備一個專門的PFC或諧波補償變換器，從而充電主電路，都連接在同一個有源輸入整流電路上，如圖17所示。

圖17配備專門的PFC或諧波補償器的充電器系統主電路結構

有源濾波器定額約為充電站額定功率定額的20％。在整流端一般采用直流側電感來提高整流器的功率因數，可以選用串聯或并聯方式的有源濾波方案。