電源工程師設計札記（一）：輕松完成電源設計

　　輸出緩沖的主要要求與基準緩沖相似——唯一例外是偏置電流，因為它不影響AD5791的線性度。但失調電壓和輸入偏置電流可能會影響到輸出失調電壓。為了維持直流精度，建議將AD8675 用作輸出緩沖。高吞吐量應用要求使用較高壓擺率的快速輸出緩沖放大器。

　　表1列出了少數適用精密放大器的關鍵技術規格。

表1. 精密放大器的關鍵技術規格

　　AD5791具有設計時間更短、設計風險更小、成本更低、電路板尺寸更小、可靠性更高和保證性能規格的特點。

　　圖3是一種電路示意圖，其中以AD5791 （U1）作為精密數控1 ppm電壓源，電壓范圍為±10 V，增量為20 μV；以AD8676 （U2）作為基準緩沖；以AD8675 （U3）作為輸出緩沖。絕對精度取決于外置10 V基準電壓源的選擇。

　　圖3.采用AD5791數模轉換器的1 ppm精度系統。

　　性能測量

　　該電路的重要指標是積分非線性度、微分非線性度和0.1 Hz至10 Hz峰峰值噪聲。圖4顯示，典型INL處于±0.6 LSB之內。

　　圖4. 積分非線性度坐標圖。

　　圖5所示典型DNL為±0.5 LSB；在整個位躍遷范圍內，輸出均可保證單調性。

　　圖5. 微分非線性度坐標圖。

　　0.1 Hz至10 Hz帶寬內的峰峰值噪聲約為700 nV，如圖6所示。

　　圖6. 低頻噪聲。

　　AD5791僅僅是個開始：

　　1 ppm電路的復雜性

　　盡管AD5791一類的精密次 1 ppm元件已上市，但構建1 ppm系統并非易事，不能草率對待。必須全面考慮在這個精度級別出現的誤差源。1 ppm 精度電路中的主要誤差源為噪聲、溫度漂移、熱電電壓和物理應力。應遵循精密電路的構建技術，以盡量降低此類誤差在整個電路中的耦合和傳播效應，避免產生外部干擾。下面將簡要總結這些考慮因素。更多詳情請參閱參考文獻。

　　噪聲

　　工作于1 ppm分辨率和精度時，必須將噪聲降至最低水平。AD5791的噪聲頻譜密度為9 nV/√Hz，主要源于3.4 k? DAC電阻的約翰遜噪聲。為了盡量避免增加系統噪聲，必須將所有外設的噪聲貢獻降至最低。電阻值應低于DAC電阻，以確保其約翰遜噪聲貢獻不會大幅提高方和根總體噪聲水平。AD8676基準緩沖和AD8675輸出緩沖額定噪聲密度為2.8 nV/√Hz，遠遠低于DAC的噪聲貢獻。

　　通過簡單的R-C濾波器，即可相對簡單地消除高頻噪聲，但0.1 Hz至10 Hz范圍內的1/f噪聲卻很難在不影響直流精度的情況下濾除。降低1/f噪聲最有效的方法是避免其進入電路之中。AD5791在0.1 Hz至10 Hz帶寬下產生約0.6 μV峰峰值噪聲，遠低于1 LSB（輸出范圍為±10 V時，1 LSB = 19 μV）。在整個電路中，1/f最大噪聲的目標值應為0.1 LSB或2 μV左右，通過選擇合適的元件即可達到此目標。電路中的放大器產生0.1 μV峰峰值1/f噪聲；信號鏈中的三個放大器在電路輸出端共產生約0.2 μV峰峰值噪聲。加上來自AD5791的0.6 μV峰峰值噪聲，預計總1/f噪聲約為0.8 μV峰峰值，該值與圖5所示測量值緊密相關。這為可能增加的其他電路（如放大器、電阻和基準電壓源）等留出了充足的余量。

溫度漂移

　　與所有精密電路一樣，所有元件的溫度漂移是主要誤差源之一。減少漂移的關鍵是選擇次 1 ppm溫度系數的重要元件。AD5791具有極低的溫度系數，為0.05 ppm/°C。AD8676基準緩沖的漂移系數為0.6 μV/°C，總共會向電路中增加0.03 ppm/°C的增益漂移；AD8675輸出緩沖會再貢獻0.03 ppm/°C的輸出漂移；相加后為0.11 ppm/°C。縮放和增益電路中應使用低漂移、熱匹配電阻網絡。建議使用Vishay體金屬薄膜分壓器電阻系列300144Z和300145Z，其電阻跟蹤溫度系數為0.1 ppm/°C。

　　熱電電壓

　　熱電電壓是Seebeck效應造成的結果：相異金屬結處產生與溫度有關的電壓。根據結處的金屬元件，結果產生的電壓位于0.2 μV/°C至1 mV/°C之間。最好的情況是銅銅結，產生的熱電EMF不到0.2 μV/°C。在最糟糕的情況下，銅銅氧化物結可產生最大1 mV/°C的熱電電壓。對小幅溫度波動的這種靈敏度意味著，附近的耗能元件或跨越印刷電路板（PCB）的低速氣流可能產生不同的溫度梯度，結果產生不同的熱電電壓，而這種電壓又表現為與低頻1/f 噪聲相似的低頻漂移。可通過消除系統中的相異結和/或消除熱梯度來避免熱電電壓。雖然消除相異金屬結幾乎不可能——IC封裝、PCB電路、布線和連接器中存在多種不同的金屬——但使所有連接均保持整潔，消除氧化物，這種方法可以有效地減少熱電電壓。屏蔽電路使其不受氣流影響，是一種有效的熱電電壓穩定方法，而且具有電屏蔽的增值作用。圖7展示了開放式電路與封閉式電路在電壓漂移上的差異。

　　圖7. 開放式系統和封閉式系統的電壓漂移與時間關系。

　　為了消除熱電電壓，可在電路中增加補償結，但必須進行大量的試驗和重復測試，以確保插入結配對正確、位置無誤。截至目前，最高效的方法是減少信號路徑中的元件數，穩定局部溫度和環境溫度，從而減少電路中的結。

　　物理應力

　　高精模擬半導體器件對其封裝承受的應力非常敏感。封裝中的應力消除填充物具有一定的作用，但無法補償因PCB變形等局部應力源在封裝上直接產生的壓力帶來的較大應力。印刷電路板越大，封裝可能承受的應力越大，因此即使在小型電路板上也應安裝敏感電路——通過柔性或非剛性連接器與大系統相連。如果必須使用較大電路板，則應在敏感元件周圍，在元件兩面或（最好）三面割些應力消除切口，可極大地減少因電路板彎曲給元件帶來的應力。

　　長期穩定性

　　在考慮噪聲和溫度漂移的基礎上，還需考慮長期穩定性。精密模擬IC雖然非常穩定，但確實會發生長期老化變化。AD5791在125°C的長期穩定性一般好于0.1 ppm/1000 小時。雖然老化不具累積性質，但遵循平方根規則（若某個器件的老化速度為1 ppm/1000 小時，為√2 ppm/2000 小時，為√3 ppm/3000 小時等等）。一般地，溫度每降低25°C，時間就會延長10倍；因此，當工作溫度為85°C時，在10000小時的期間（約60星期），預計老化為0.1 ppm。以此外推，在10年期間，預計老化為0.32 ppm。即是說，當工作溫度為85°C時，在10年期間，數據手冊直流規格可能漂移0.32 ppm。

　　電路構建和布局

　　在注重精度的電路中，精心考慮電源和接地回路布局有助于確保達到額定性能。在設計PCB時，應采用模擬部分與數字部分相分離的設計，并限制在電路板的不同區域內。如果DAC所在系統中有多個器件要求模數接地連接，則只能在一個點上進行連接。星形接地點盡可能靠近該器件。必須采用足夠大的10 µF電源旁路電容，與每個電源引腳上的0.1 µF電容并聯，并且盡可能靠近封裝，最好是正對著該器件。10 μF電容應為鉭珠型電容。0.1 µF電容必須具有低有效串聯電阻（ESR）和低有效串聯電感（ESL），如高頻時提供低阻抗接地路徑的普通多層陶瓷型電容，以便處理內部邏輯開關所引起的瞬態電流。各電源線路上若串聯一個鐵氧體磁珠，則可進一步防止高頻噪聲通過器件。

　　電源走線必須盡可能寬，以提供低阻抗路徑，并減小電源線路上的毛刺效應。利用數字地將快速開關信號（如時鐘）屏蔽起來，以避免向電路板上的其他器件輻射噪聲，并且不得靠近基準輸入，也不得置于封裝之下。基準輸入上的噪聲必須降至最低，因為這種噪聲會被耦合至DAC輸出。避免數字信號與模擬信號交叉，電路板相反兩側上的走線應彼此垂直，以減小電路板的饋通效應。

　　基準電壓源

　　維持整個電路性能的是外部基準電壓源，其噪聲和溫度系數直接影響系統的絕對精度。為了充分發揮1 ppm AD5791數模轉換器的性能，基準元件和關聯元件應具有與DAC不相上下的溫度漂移和噪聲規格。雖然離溫度漂移為0.05 ppm/°C的基準電壓源仍相去甚遠，但0.1 Hz 至10 Hz范圍噪聲低于1 μV p-p的1 ppm/°C和2 ppm/°C基準電壓源確實存在。

　　結論

　　隨著精密儀器儀表以及測試和計量應用對精度的要求不斷提高，人們正在開發精度更高的元件，以滿足這些需求。此類器件具有1 ppm級精度規格，用戶無需進一步校準，而且簡單易用。然而，在設計這一精度級別的電路時，必須考慮多種現實環境因素和設計相關因素。精密電路性能的成功與否取決于對這些因素的考慮和理解是否到位，取決于選擇正確的元件。