大功率行波管測試設備高壓電源的研究

其中，VT1～VT4為MOSFET，組成逆變全橋；C1～C4為MOSFET漏源兩端諧振電容；C0為隔直電容；Lr為串聯諧振電感；T1為升壓變壓器；Cr為變壓器次級諧振電容；全波倍壓整流電路產生直流負高壓，可等效為恒壓源。
一個開關周期分為兩個諧振周期，各諧振周期按開關器件導通情況和能量的傳遞方向分為4種工作模式。圖4為單個諧振周期的主要工作波形。圖5給出了4種工作模式的等效電路。

模式1[t0～t1] VT1，VT4導通，VT2，VT3截止，變壓器次級電路折算到初級等效為一個恒壓源Uo，在此過程中，Uin經VT1，Lr，VT4將能量傳遞給Uo。設M=Uo／Uin，表示電壓傳遞系數。
模式2[t1～t2] VT1～VT4均截止，即死區時間內的諧振過程，諧振電感電流iL維持原方向，將C2，C3兩端的電量傳遞給C1，G4。只要Lr的能量足夠大，死區時間足夠長，當C2，C3的電壓降為零，C1，C4的電壓升為Uin，就能實現VT2，VT3的零電壓導通條件。此過程Lr將儲存的能量傳遞給Uo。
模式3[t2～t3] iL由VD2，VD3續流維持原方向，直至諧振到零。如圖4所示，VT2，VT3的導通信號需在此區間內到達，否則C2，C3會再被充電，無法實現VT2，VT3的零電壓導通。此過程Lr將儲存的能量傳遞給Uo，并將一部分能量回饋給Uin。
模式4[t3～t4]VT2，VT3導通，變壓器次級電路折算到初級不再等效為恒壓源，而等效為電容Ca，即變壓器次級諧振電容折算到初級的等效電容。諧振電容兩端電壓由Uo諧振至-Uo，iL由零諧振至，完成變壓器的諧振換向。此過程Uin經VT2，VT3將能量儲存在Lr中，Uo靠自身儲能電容上的能量向負載供電。
變壓器換向結束后，變壓器次級電路折算到初級可等效為一個反向的恒壓源-Uo，VT2，VT3導通，VT1，VT4截止，Uin經VT2，Lr，VT3將能量傳遞給-Uo，電路進入下一個諧振周期，諧振過程相似，不再贅述。這種零電壓多諧振軟開關電路拓撲結構簡單，能夠實現功率開關器件的零電壓導通，減小開關損耗，提高電源效率。

5 穩壓控制電路的設計
控制電路采用諧振型集成芯片MC33066產生PWM脈沖信號。高壓采樣由阻容網絡分壓得到，以提高電源的響應速度。由運放LF347對高壓采樣和基準電壓之差進行PI調節，輸出的控制電平使能或關閉MC33066的PWM脈沖信號，使電源工作在間歇狀態實現高壓電源的閉環穩壓控制。與PWM控制方式相比，間歇控制方式脈寬和死區都固定，能實現高壓電源在全功率范圍和寬電壓范圍內的零電壓多諧振軟開關，便于諧振參數的設計。與頻率調制控制方式相比，間歇控制方式開關頻率固定，在空載或輕載下開關損耗小、電源效率高，且可等效為一種線性控制方式，具有更寬泛的穩定域，有利于PI控制參數的調節整定。
在此采樣收集極與地之間的電壓差，在控制電路中增加一個負邏輯環節，既能簡化采樣電路，又能實現收集極電源的穩壓控制。