多單元串聯大功率逆變電源的控制方法

　　圖5 逆變器單相控制系統框圖

　　仿真條件如下：采用同步調制，給定正弦波的頻率為1000Hz，載波比Kc=8，直流母線電壓為310V，死區時間設定約為1us,LC濾波器的參數為電感L=2.5mh,電容C=500nf,負載R=100Ω。圖6為逆變電源系統輸出的多電平的PWM波，圖7為逆變電源系統在上述條件下得到的輸出電壓仿真波形,圖8為輸出電壓的頻譜分析圖。

　　圖6 系統輸出的多電平PWM波(濾波前)

圖7 系統輸出電壓仿真波形(濾波后)

　　從圖6可以看出，對多單元串聯的仿真波形與圖4是一致的，從而也驗證了理論分析的正確性。

　　圖8 輸出電壓頻譜圖

　　由圖7可以看出，經過LC濾波后的系統的輸出電壓波形比較好，波形的畸變很小。

　　從圖8的頻譜圖中我們看到，輸出電壓不含高次諧波，但是含有三次，五次等奇數次諧波，這些奇數次諧波的幅值都比較小，其中三次諧波最大。根據圖中的數據可計算出用來衡量波形特征的一個指標，即總諧波含量THD(除去基波分量外各次諧波的電壓有效值與基波電壓有效值之比)。

　　總諧波電壓有效值為：6.849V

　　基波電壓有效值為：524.868V

　　總諧波含量為：1.305%

　　4 多單元串聯大功率逆變電源實驗波形

　　本文研制的逆變電源設計容量為500kVA。按照相同的控制電路和主電路結構設計，首先在30kVA的原型機上進行了實驗研究。實驗系統電路結構與圖1相同。

　　以下為該實驗裝置的部分波形。

　　圖9 額定運行時，A相輸出電壓的階梯波

　　從圖9中可以看出，實際輸出的階梯波與理論分析、仿真結果是一致的。

　　圖10 輸出頻率為1200Hz時，輸出電壓UAB的波形

　　(帶100%阻性負載，THD=1.337%)

　　從圖10中可以看出，輸出波形保持良好的正弦度，諧波含量也能夠滿足要求。

　　5 結 論

　　本文詳細分析了多單元串聯電路的工作原理，采用二重化與水平移相式PWM技術相結合、電壓平均值閉環的控制方法完成逆變電源的控制，對此方法進行了仿真研究，并在30KVA實驗裝置上進行了系統實驗。仿真及硬件實驗結果表明：由于采用多單元串聯技術，相當于提高了等效載波頻率，因此功率單元的開關頻率較低，開關損耗大大減少，同時也能夠滿足對輸出電壓及功率的要求;由于采用水平移相式PWM技術，輸出電壓非常接近正弦波，因此系統輸出波形諧波含量較低;由于每個功率單元采用相互獨立的直流電壓源供電，因此對功率器件的電壓等級要求較低。研究結果表明多單元串聯逆變電源在高電壓大功率的場合中應用會越來越廣泛。

1 引 言

　　自九十年代初以來，多電平逆變器在高電壓、大功率領域得到越來越廣泛的應用。多電平變換器有三種基本的拓撲結構：二極管嵌位型、飛跨電容型、多單元串聯型。相比較而言，多單元串聯型有如下幾個主要的優點：

　　1) 逆變器結構基于傳統的兩電平逆變器單元，因此主電路拓撲結構非常簡單。

　　2) 功率單元采用模塊化結構，因此所有功率單元可以互換，維修非常方便，電路中也不存在大量的嵌位二極管或電壓平衡電容器。

　　3) 每一個逆變橋是由相互獨立的直流電壓源供電，不存在中性點電壓不平衡問題。

　　本文針對大功率逆變電源，采用多單元串聯技術，把單個功率單元的二重化控制技術與水平移相式PWM技術相結合，既降低了對開關器件電壓等級的要求，滿足了系統對輸出電壓及輸出功率的要求，又獲得了比單純多單元串聯技術更高的等效開關頻率，大大降低了開關損耗，更進一步的改善了輸出波形，降低輸出電壓的諧波畸變率，而且，功率單元由電網電壓經過副邊多重化的移相變壓器供電，對電網諧波污染小，輸入功率因數高，不必采用輸入諧波濾波器和功率因數補償裝置。

　　2 多單元串聯大功率逆變電源控制原理

　　多單元串聯三相大功率逆變電源原理框圖如圖1所示，按照對輸出功率的要求，每相采用三單元串聯，三相共有九組完全相同的功率單元。每相三個功率單元的載波之間互差120°，輸出相電壓為7電平，線電壓為12電平。每個功率單元承受全部的輸出電流，但只提供1/3的相電壓和1/9的輸出功率。與采用高電壓器件直接串聯的大容量逆變器相比，由于采用整個功率單元串聯，器件承受的最高電壓為功率單元的直流母線電壓，可直接使用低壓功率器件，器件不必串聯，不存在器件串聯引起的均壓問題。功率單元中采用的低壓IGBT功率模塊，驅動電路簡單，技術成熟可靠。改變每相功率單元的串聯個數或功率單元的輸出電壓等級，就可實現不同電壓等級的高壓輸出。

　　圖1 多單元串聯大功率逆變電源原理框圖

　　在圖1中，功率單元為三相輸入，單相輸出的交直交PWM電壓源型逆變器結構，圖2給出了功率單元的逆變部分電路。

　　圖2 功率單元逆變部分電路圖

　　圖3 二重化PWM控制波形

　　移相變壓器副邊輸出的三相交流電經功率單元的三相二極管整流橋整流后，經濾波電容后形成平直的直流電，再經由4個IGBT構成的H型單相逆變橋，輸出PWM波。為了提高開關頻率，但同時又要考慮降低開關損耗，對功率單元實行二重化PWM控制。圖3為二重化PWM控制波形圖。

　　在圖3中，Vg1,Vg2,Vg3,Vg4分別為VT1，VT2，VT3，VT4的驅動信號，它們的導通規律如圖2所示。UAB為功率單元輸出電壓的波形圖。由圖3可知,在輸出端得到的等高不等寬的脈沖序列的基波分量就是正弦波，而且在一個開關周期內VT1～VT4僅通斷一次，而輸出電壓為兩個脈沖,這說明輸出電壓脈沖頻率為開關管的工作頻率的2倍。此種控制方法提高了等效的載波頻率,使輸出電壓的諧波含量。減少，降低了開關損耗。

　　逆變器輸出采用水平移相式PWM技術，同一相的功率單元輸出相同幅值和相位的基波電壓，但各個功率單元的載波之間互相錯開一定電角度，實現多電平PWM波輸出，輸出電壓非常接近正弦波。輸出電壓每個電平臺階只有單元直流母線電壓大小，所以dV/dt很小。由于采用水平移相式PWM技術，輸出電壓的等效開關頻率大大提高，且輸出電平數增加，因此功率單元采用較低的開關頻率，以降低開關損耗，提高效率。波形圖如圖4所示。在圖4中，UA1，UA2，UA3分別為第一功率單元、第二功率單元、第三功率單元的輸出PWM波形，UA1為三單元串聯后的PWM波形。

　　圖4 三單元串聯逆變器PWM波形