介紹在SMPS應用中選擇IGBT和MOSFET的比較

隨著電力電子技術的高速發展，電力電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源，更促進了開關電源技術的迅速發展。開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制(PWM)控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一成本反轉點。隨著電力電子技術的發展和創新，使得開關電源技術在不斷地創新，這一成本反轉點日益向低輸出電力端移動，這為開關電源提供了廣泛的發展空間。

開關電源高頻化是其發展的方向，高頻化使開關電源小型化，并使開關電源進入更廣泛的應用領域，特別是在高新技術領域的應用，推動了高新技術產品的小型化、輕便化。另外開關電源的發展與應用在節約能源、節約資源及保護環境方面都具有重要的意義。

SMPS的進展

一直以來，離線式SMPS產業由功率半導體產業的功率元件發展所推動。作為主要的功率開關器件IGBT、功率MOSFET和功率二極管正不斷改良，相應地也是明顯地改善了SMPS的效率，減小了尺寸，重量和成本也隨之降低。由于器件對應用性能的這種直接影響，SMPS設計人員必須比較不同半導體技術的各種優缺點以優化其設計。例如，MOSFET一般在較低功率應用及較高頻應用(即功率《1000W及開關頻率≥100kHz)中表現較好，而 IGBT則在較低頻及較高功率設計中表現卓越。

導通損耗

除了IGBT的電壓下降時間較長外，IGBT和功率MOSFET的導通特性十分類似。由基本的IGBT等效電路(見圖1)可看出，完全調節PNP BJT集電極基極區的少數載流子所需的時間導致了導通電壓拖尾(voltage tail)出現。

圖1 IGBT等效電路

這種延遲引起了類飽和 (Quasi-saturation) 效應，使集電極/發射極電壓不能立即下降到其VCE(sat)值。這種效應也導致了在ZVS情況下，在負載電流從組合封裝的反向并聯二極管轉換到 IGBT的集電極的瞬間，VCE電壓會上升。IGBT產品規格書中列出的Eon能耗是每一轉換周期Icollector與VCE乘積的時間積分，單位為焦耳，包含了與類飽和相關的其他損耗。其又分為兩個Eon能量參數，Eon1和Eon2。Eon1是沒有包括與硬開關二極管恢復損耗相關能耗的功率損耗; Eon2則包括了與二極管恢復相關的硬開關導通能耗，可通過恢復與IGBT組合封裝的二極管相同的二極管來測量，典型的Eon2測試電路如圖2所示。

圖2 典型的導通能耗Eon和關斷能耗Eoff 測試電路

開關電源 (Switch Mode Power Supply;SMPS) 的性能在很大程度上依賴于功率半導體器件的選擇，即開關管和整流器。雖然沒有萬全的方案來解決選擇IGBT還是MOSFET的問題，但針對特定SMPS應用中的IGBT 和 MOSFET進行性能比較，確定關鍵參數的范圍還是能起到一定的參考作用。本文將對一些參數進行探討，如硬開關和軟開關ZVS (零電壓轉換) 拓撲中的開關損耗，并對電路和器件特性相關的三個主要功率開關損耗—導通損耗、傳導損耗和關斷損耗進行描述。

在硬開關導通的情況下，柵極驅動電壓和阻抗以及整流二極管的恢復特性決定了Eon開關損耗。對于像傳統CCM升壓PFC電路來說，升壓二極管恢復特性在Eon (導通) 能耗的控制中極為重要。除了選擇具有最小Trr和QRR的升壓二極管之外，確保該二極管擁有軟恢復特性也非常重要。

在硬開關電路中，如全橋和半橋拓撲中，與IGBT組合封裝的是快恢復管或MOSFET體二極管，當對應的開關管導通時二極管有電流經過，因而二極管的恢復特性決定了Eon損耗。

一般來說，IGBT組合封裝二極管的選擇要與其應用匹配，具有較低正向傳導損耗的較慢型超快二極管與較慢的低VCE(sat)電機驅動IGBT組合封裝在一起。相反地，軟恢復超快二極管，可與高頻SMPS2開關模式IGBT組合封裝在一起。

除了選擇正確的二極管外，設計人員還能夠通過調節柵極驅動導通源阻抗來控制Eon損耗。Eon損耗和EMI需要折中，因為較高的di/dt 會導致電壓尖脈沖、輻射和傳導EMI增加。為選擇正確的柵極驅動阻抗以滿足導通di/dt 的需求，可能需要進行電路內部測試與驗證，然后根據MOSFET轉換曲線可以確定大概的值 (見圖3)。

圖3 MOSFET的轉移特性

假定在導通時，FET電流上升到10A，根據圖3中25℃的那條曲線，為了達到10A的值，柵極電壓必須從5.2V轉換到6.7V，平均GFS為10A/(6.7V-5.2V)=6.7mΩ。

公式1 獲得所需導通di/dt的柵極驅動阻抗

把平均GFS值運用到公式1中，得到柵極驅動電壓Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，FCP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF;于是可以計算出導通柵極驅動阻抗為37Ω。由于在圖3的曲線中瞬態GFS值是一條斜線，會在Eon期間出現變化，意味著di/dt也會變化。

同樣的，IGBT也可以進行類似的柵極驅動導通阻抗計算，VGE(avg) 和 GFS可以通過IGBT的轉換特性曲線來確定，并應用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。計算所得的IGBT導通柵極驅動阻抗為100Ω，該值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS較高，而CIES較低。

傳導損耗需謹慎

在比較額定值為600V的器件時，IGBT的傳導損耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。這種比較應該是在集電極和漏極電流密度可明顯感測，并在指明最差情況下的工作結溫下進行的。圖4顯示了在125℃的結溫下傳導損耗與直流電流的關系，圖中曲線表明在直流電流大于2.92A后， MOSFET的傳導損耗更大。

圖4 傳導損耗直流工作