新型綠色能效D類音頻放大器設計應用
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2．1 Deadtime(死區校正)
全橋MOSFET管輪流成對導通，理想狀態一對導通，另一對截止，但實際上功率管的開啟關斷有一個過程。過渡過程中，必有一瞬間，如圖3所示，在IN1／IN3尚未徹底關斷時IN2／IN4就已開始導通；因MOSFET全部跨接于電源兩端，故極端的時間內，可能會有很大的電壓電流同時加在4個MOSFET上，導致功耗很大，整體效率下降，而且器件溫升加劇，燒壞MOSFET，降低可靠性。為避免兩對MOSFET同處導通狀態，引起有潛在威脅的很大短路電流，應保證一對MOSFET導通和另一對MOSFET截止期間有一個很短的停滯死區時間(Dead-time)，這個時間由Logic邏輯控制器控制，以有效保證一組MOSFET關斷后，另一組MOSFET再適時開啟，減小MOSFET損耗，提高放大器效率。
但Deadtime設置不當，將出現如下問題：
(1)輸出信號中將產生毛刺，造成電磁干擾，也即死區時間內，IN1／IN3都關斷。完全失控的輸出電壓將受到圖6(a)中體二極管電流的影響(體二極管電流的形成，參見下文EMI節)，輸出波形中將出現毛刺干擾。
(2)Deadtime過大，輸出波形中出現的毛刺包含的能量將持續消耗在體二極管中，以熱能形式消耗能量，嚴重影響芯片工作穩定性和輸出效率。
(3)Deadtime過長，影響放大器線性度，造成輸出信號交越失真，時間越長，失真越嚴重。
2．2 EMI(Electro-Magnetic InteRFerence)
EMI主要由MOSFET體二極管反向恢復電荷形成，具體產生機理如圖6所示。
第一階段，MP1-MOSFET導通，有電流流過MOSFET和后級LPF電感；第二階段，全橋進入Dead-time期間，MP1本身關斷，但其體二極管依然導通，保證后級電感繼續續流；第三階段，Deadtime期結束，MN1導通瞬間，若MP1體二極管存儲的剩余電荷尚未完全釋放，則瞬間釋放上一次導通期間未釋放的存儲電荷，導致反向恢復電流激增，此電流趨向于形成一個尖脈沖，最終體現在輸出波形上，如圖6(b)所示。因此，輸出頻譜會在開關頻率以及開關頻率倍頻處包含大量頻譜能量，對外形成EMI。
為抑制EMI，以降低輸出方波頻率，減緩方波頂部脈沖為目的，將一些內部EMI消除電路新技術應用于新產品中：
(1)Dither。擴展頻譜技術，即在規定范圍內，周期性調整三角波采樣時鐘頻率，基波和高次諧波避開敏感頻段，使輸出頻譜能量平坦分散；
(2)增加主動輻射限制電路，輸出瞬變時，主動控制輸出MOSFET柵極，以避免后級感性負載續流引起高頻輻射。
2．3 印制板PCB布局設計規則
(1)因輸出信號含大量高頻方波，需將加入的低失真、低插入損耗LC濾波電容和鐵氧體電感低通濾波器件緊密靠近功放，將承載高頻電流的環路面積減至最小，以降低瞬態EMI輻射。
(2)因輸出電流大，音頻輸出線徑要寬，線長要減短，故需降低無源電阻RP和濾波器電阻RF，提高負載電阻RL比值，提高輸出效率。
(3)PCB底部是熱阻最低的散熱通道，功放底部裸露散熱銅皮面積要大，應盡可能在敷銅塊與臨近具有等電勢的引腳以及其他元件間多覆銅，裸露焊盤相接的敷銅塊用多個過孔連接到PCB板背面其他敷銅塊上，該敷銅塊在滿足系統信號走線要求下，應具有盡可能大的面積，以保證芯片內核通過這些熱阻最低的敷銅區域有最佳散熱特性。
(4)大電流器件接地端附近，多加過孔，信號若跨接于PCB兩層間，多加過孔提高連接可靠性，降低導通阻抗。
(5)信號輸入端元件焊盤和信號線與輸出端保持適當間距，關鍵反饋網絡器件置放在輸入／輸出PCB布局模塊中間，防止輸出端EMI幅射影響輸入端小信號。
(6)地線、電源線遠離輸入／輸出級，采用單點接地方法。
3．1 TFA9810T內部結構
TFA9810T是NXP公司推出的雙通道額定輸出2×12 W的高效Class-D類功放，主要由兩組全橋功率放大器(Full-Bridge)、驅動前端、邏輯控制、OVP／OCP／OTP等保護電路、全差分輸入比較器、供電模塊等構成，如圖7所示。
其具備如下特點：可取消散熱器，有很高的可靠性，8～20 V單電源供電，外部增益可調，待機節能狀態的供電電流為微安級，耗能很小等。非常適合應用于平板類電視產品、多媒體系統、無線音頻領域。
3．2 模擬輸入級設計
TFA9810T輸入端采用可抑制共模干擾的全差分輸入電路。以圖8 AMP-Rin輸入端為例，RA128／RA133／CA139構成負反饋低通濾波器，用于衰減反饋信號中高頻載波成分。增加低頻成分反饋量，特別是直流成分。有效改善了零輸入時因輸入信號直流電平與比較器門限電壓差異形成的占空比誤差，調整RA128也可實現TFA9810T增益控制，使Au(dB)=20log(VOUT／VIN)≌20log(RA128／RA132)。器件CA153／RA132／RA133及TFA9810T內阻構成高通濾波器，用于對輸入信號的緩沖。若CA153容值過小，會影響低頻響應，理論確定公式為：
本設計取值1 μF，確定低端頻率為16 Hz，若該頻率定得太高，低端輸入電抗(如在20 Hz)會太大，可能導致輸出端較大噪聲和直流偏移噪聲(plop-noise)。反饋信號與經過緩沖的輸入音頻比較后，通過RA133進入TFA9810T進行PWM調制。為避免圖8中Rin／Lin輸入信號頻率因半導體非線性產生和頻和差頻，導致輸出端出現嘯叫聲，則通過調整電容CA123／CA145，將兩路載波頻率調差50 kHz左右。本設計中將取CA123=22 pF，CA145=47 pF，實現了Rin／Lin載頻相差50 kHz。
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