處理大范圍信號變化的廉價包絡線跟蹤器

當信號的占空比或振幅發生變化，或當它的平均電平不可預測地在某個特定直流電范圍內變化時，把頻帶有限的 NRZ（非歸零）數據轉換到一種適合于微處理器和其它數字系統的數字格式，會產生一些問題。利用交流電耦合把信號傳輸到某個固定的基準比較器，會產生糟糕的結果，這是因為占空比的變化導致平均信號電平的變化，后者導致輸出信號時序的抖動或失真。

包絡線跟蹤器以二極管和 RC 網絡為基礎，在輸入信號的偏移之間產生電壓（參考文獻 1）。比較器利用中點電壓作為基準來產生數字輸出信號，它如實地復制了原始信號的時序信息。基于二極管的電路雖然對較大信號非常有效，但對那些與二極管正向電壓降相比較小的輸入，或者當輸入的平均電平朝電路的兩個電源電壓軌中的任何一個漂移時，這種電路會引入誤差甚至完全失效。

圖1 中的單電源電路不需要二極管，就能重建一個頻帶有限的 NRZ 數據流，它的占空比變化范圍是從低于 5% 到超過 95%，振幅變化范圍是從低于100 mV到電源電壓5V 等等。而且，該電路容忍在兩個電源線之間變化的平均信號電平。該電路包含三路模擬開關IC₁、雙比較器IC₂ 以及幾個無源元件。

該電路對輸入信號的高電平和低電平 V_U 和 V_L 采樣，并在電容器 C₃ 和 C₄ 上產生相應的直流電平 V_UC 和 V_LC，由此起到自時鐘包絡線跟蹤器功能。C₃和C₄ 之間的兩個等值電阻器 R₄ 和 R₅ 產生第三個電壓 V_MID，它等于輸入信號的中級電壓 V_M。電容器 C₂ 平滑并過濾 V_MID，后者充當輸出比較器 IC_2B 的基準電位。R₂、R₃ 和 C₁ 提供時間上的滯后作用，從而即使對較小的輸入也能確保 V_OUT 的干凈開關。

為了了解電路的工作，假設 C₄、C₂ 和 C₃ 都放電，即 V_LC、V_MID 和 V_UC 都為 0V。由于輸入信號 V_IN 大于 V_MID 以及在 IC_2A 的反相輸入端的電位，因此兩個比較器的輸出都變高，并導致三個模擬開關處于圖 1 中的位置。現在，假設 V_IN 處于正峰值振幅 V_U。電容器 C₃ 現在通過 R₁ 和三個開關的接通電阻充電。只要 C₃ 不是太大，V_UC 就會迅速達到約等于 V_U 的值。

當 V_IN 降至低于 V_UC 時，比較器 IC_2A 的輸出變低，迫使模擬開關 IC_1C 改變狀態，并把 C₃ 從 V_IN 斷開。忽略比較器輸入偏置電流并假設開關泄漏電流可忽略不計，則 C₃ 現在只通過 R₄ 放電。如果 R₄ 足夠大，則較慢的放電速率允許 V_UC 仍然約等于 V_U。

在 C₃ 的充電間隔期間，C₂ 也通過 R₄ 充電。根據 C₂ 和 R₄ 的值以及輸入信號的正向脈沖的持續時間，電壓 V_MID 也許會超過輸入信號的低電平 V_L。如果 V_MID 超過 V_L，則比較器 IC_2B 在 V_IN 接近 V_L 時切斷，并且在 V_OUT 產生的低電平導致 IC_1A 和 IC_1B 改變狀態。電容器 C₄ 現在通過 R₁ 和各開關的導通電阻連接到 V_IN，并且迅速充電使 V_LC 約等于 V_L 的電平。

根據元件值和輸入信號的時序參數，在電路的電壓電平穩定在各自的靜態值（在此，V_UC≈V_U，V_LC≈V_L，V_MID≈V_M）之前，也許會過去幾個周期。但是，精心挑選的元件確保了電路迅速達到平衡。如要確保比較器在V_IN降至低于V_U或升至高于V_L時正確切斷，就要求R₁在V_IN 和IC_2A的反相輸入端之間提供至少100Ω ~ 1 kΩ 阻抗。更高的值會導致C₄和C₃充電緩慢。在許多設計中，IC_1B和IC_1C的組合導通電阻也許允許省略R₁。

IC_1B、IC_1C 和 IC_2A 的存在確保了 C₃ 在 V_IN 接近或等于 V_U 時能充電，并且 C₄ 只在 V_IN 接近或等于 V_L 時才能充電。如果沒有 IC_1B、IC_1C 和 IC_2A，即 V_IN 直接連到 R₁，C₃ 就會在 V_IN 位于 V_U 和 V_M 之間的下坡放電，并因此拉低 V_UC。與此類似，C₄ 將繼續在 V_IN 位于 V_L 和 V_M之間的上坡充電，并因此拉高 V_LC。雖然 V_MID 也許約等于 V_M，但這種最小程度的配置的性能較差，特別是對于小信號以及在極端的占空比時。

圖1中的元件為5 kHz~50 kHz 的輸入頻率產生了良好結果。低于5 kHz 的頻率也許需要較大的電容器值，高于50 kHz的頻率也許需要降低各電容器值并選擇具有最短響應時間的比較器。借助適當選擇的元件，電路在達到或超過128 kbps時性能很好。

R₅、R₄、C₂ 的值以及（在較低程度上）各模擬開關的導通電阻和 R₁、C₄ 和 C₃ 決定了電路對輸入信號振幅或平均電平突然變化的響應時間。如果使 C₂ 約為 C₄ 和 C₃ 的十分之一，就能確保迅速的響應時間，但太小的值會在 V_MID 上產生過多的紋波和噪聲。為了實現可靠工作，應使用等值的 100 kΩ ~ 1 MΩ精密公差電阻器作為 R₄ 和 R₅。如果使用高值電阻器作為 R₄ 和 R₅，就應選擇具有低輸入偏置電流的比較器作為 IC₂。為了檢測那些也許會接近正電源、0V或同時接近二者的信號，應確保 IC₂ 提供滿擺幅輸入能力。用低阻抗陶瓷電容器為每個 IC 的電源旁路。

請注意：如果沒有輸入信號（即向 V_IN 施加直流電平時），V_OUT 也許會包含隨機脈沖，它們是由噪聲以及各比較器保持 V_MID 等于 V_IN 的平均直流電平的嘗試導致的。為了消除這些脈沖，應撤消 C₁ 以便用“正常的”滯后作用代替時間滯后作用，但應確保 R₂ 和 R₃ 設置的滯后電平與最小輸入信號振幅相比不會過大。

圖2顯示了電路對占空比約為 5%、振幅為75mV的帶寬有限輸入信號的響應。水平跡線V_MID整齊地把波形一分為二。底部跡線顯示了位于V_OUT的重建信號。在圖3中，電路處理了約為200 mV p-p的電感耦合收發器（上部跡線）的實際輸出。同樣，下方的跡線顯示了位于V_OUT的重建信號。