中高壓變頻器主電路拓撲結(jié)構(gòu)的分析比較

頻器的許多優(yōu)點，它以多個中壓三電平PWM逆變器功率單元多重化串聯(lián)的方式實現(xiàn)直接高壓輸出，因此構(gòu)成了一個雙完美無諧波系統(tǒng)：對電網(wǎng)為多重疊加整流，諧波符合IEEE5191992的要求；對電動機為完美無諧波正弦波輸出，可以直接驅(qū)動任何品牌的交流鼠籠型電動機。

該型變頻器由于采用了高壓整流二極管和高壓IGBT，因此系統(tǒng)主電路使用的器件大為減少，可靠性提高，損耗降低，體積縮小。變頻器的綜合效率可達98％，功率因數(shù)高達0.95，不需要加設進相電容器或交直流電抗器，也不需要輸出濾波器，使系統(tǒng)結(jié)構(gòu)大為簡化。圖10所示為FRENIC4600FM4的主電路及功率單元結(jié)構(gòu)圖。

但是仔細分析，該型變頻器的性能價格優(yōu)勢并不大，與其同時采用多電平和多重化兩種技術(shù)，還不如采用前面提到的高壓IGBT的多重化變頻器，反而顯得有些不倫不類。因為，用三電平技術(shù)構(gòu)成單相逆變功率單元，在器件數(shù)量上并不占優(yōu)勢，要比同樣電壓和功率等級的三電平三相逆變器足足多用一倍的器件，同樣比普通單相逆變功率單元也正好多出一倍的器件。例如：用3300V耐壓的IGBT器件，采用單元串聯(lián)多重化電路6kV系統(tǒng)每相需三個單元串聯(lián)，總共9個單元，共需54只整流二極管，36只IGBT；而采用三電平功率單元，每相需兩個單元串聯(lián)，總共6個單元，共需72只整流二極管，48只IGBT，足足多用了1/3的器件并且使功率單元的冗余成本增加了一倍，降低了多重化變頻器冗余性能好的優(yōu)點，同時增加了裝置的成本。所以該型變頻器實際上并不可取。

7變壓器耦合輸出高壓變頻器

中高壓變頻器的主電路拓撲結(jié)構(gòu)，除了前面提到的二電平、多電平和單元串聯(lián)多重化方案外，1999年，有人提出了一種新型的變壓器耦合式單元串聯(lián)高壓變頻器主電路拓撲結(jié)構(gòu)。其主要思想是用變壓器將三個由高壓IGBT或IGCT構(gòu)成的常規(guī)二電平三相逆變器單元的輸出疊加起來，實現(xiàn)更高電壓輸出，并且這三個常規(guī)逆變器可采用普通低壓變頻器的控制方法，使得變頻器的電路結(jié)構(gòu)及控制方法都大大簡化。

圖11是這種新型高壓變頻器的拓撲結(jié)構(gòu)圖，該

圖11變壓器耦合輸出變頻器主電路拓撲結(jié)構(gòu)圖

(a)3相AC6600V主電路

(b)富士完美無諧波功率單元

圖10富士FRENIC4600FM4變頻器電路結(jié)構(gòu)圖
方案由下列部分組成：

——一個18脈波的輸入變壓器，可基本實現(xiàn)輸入電流無諧波；

——三個常規(guī)兩電平的三相DC/AC逆變器；

——三個變化為1：1的輸出變壓器；

——高壓電機。

下面從幾個方面分析其工作原理。

1）電壓關(guān)系

考慮電機的線電壓，可得：

UKL=Ua1b1＋Ub1a2＋Ua2b2

ULM=Ub2c2＋Uc2b3＋Ub3c3（1）

UMK=Uc3a3＋Ua3c1＋Uc1a1

由于輸出變壓器的變比為1：1，也就是

Ub1a2=Ua3b3，Uc2b3=Uc1b1，

Uc1a3=Ua2b2，于是可得到，

UKL=Ua1b1＋Ua2b2＋Ua3b3

ULM=Ub1c1＋Ub2c2＋Ub3c3（2）

UMK=Uc1a1＋Uc2a2＋Uc3a3電壓間的這種關(guān)系體現(xiàn)在圖12中。每個逆變器都采用SPWM或空間電壓矢量PWM（SVPWM）控制方法，每個逆變器輸出線電壓的有效值為〔〕aE，其中E為逆變器輸入直流電壓，a為調(diào)制深度，在諧波注入SPWM和SVPWM中a最大可為1.15。由式（2）可得電機線電壓的有效值為〔〕aE。

對線電壓為2300V的高壓電機，E=1090V，采用額定電壓為1700V的IGBT就可構(gòu)成本系統(tǒng)；對線電壓為4160V的高壓電機，E=1970V，可采用額定電壓為3300V的IGBT；而當高壓電機的線電壓為6600V時，E=3130V，則應采用額定電壓為4500V的IGCT；因此本方案具有很強的適應性。

2)電流關(guān)系

設電機三相電流平衡，電流的有效值為I，在不考慮電流諧波的情況下ia1=Isin(ωt)ib2=Isin(ωt－120°)（3）ic3=Isin(ωt＋120°)

在圖12中，ia1=i4－i6，ib2=i6－i2，i2＋i4＋i6=0，從而有ia1=Isin(ωt＋90°)ib2=Isin(ωt－30°)（4）ic3=Isin(ωt－150°)

考慮到輸出變壓器原邊和副邊電流相等，可計算得到第一個逆變器的三個輸出電流為，ia1=Isin(ωt)ib1=Isin(ωt－120°)（5）ic1=Isin(ωt＋120°)

另外兩個逆變器的三個輸出電流也滿足以上關(guān)系，即：ia1=ia2=ia3=Isin(ωt)ib1=ib2=ib3=Isin(ωt－120°)(6)ic1=ic2=ic3=Isin(ωt＋120°)

也就是說三個逆變器輸出電流完全平衡。

3）功率關(guān)系在得出電壓電流關(guān)系式后，我們很容易得到該高壓變頻器各部分間的功率關(guān)系。很顯然三個逆變器的視在功率VA1，VA2，VA3為VA1=VA2=VA3=〔〕aEI，而整個高壓變頻器的視在功率VA為VA=〔〕aEI，也就是說三個逆變器均分了整個變頻器的輸出。

4）PWM策略

由于三個逆變器電壓、電流和功率完全對稱，因此三個逆變器可采用完全相同的控制規(guī)律，這時加在電機的線電壓等于一個逆變器輸出線電壓的三倍，相當于一個兩電平的PWM高壓變頻器，這種方法雖然簡單，但由于dv/dt太大，不宜采用。

一種比較好的方法是將三個逆變器的PWM信號相互錯開1/3個開關(guān)周期，對SPWM來說就是三個逆變器各自采用一個三角波，且這三個三角波之間相位互差120°。圖13是采用這種方法后得到的電機線電壓波形，其中電壓頻率為40Hz，注入了15％的三

圖12電壓電流關(guān)系圖

中高壓變頻器主電路拓撲結(jié)構(gòu)的分析比較

圖13電機線電壓PWM波形

圖14輸出變壓器繞組圖

次諧波。可以看出這就是一個線電壓為7電平的高壓變頻器，相當于四電平變頻器的線電壓波形。

5）輸出變壓器輸出變壓器在本方案中起著十分重要的作用，也可能是本方案的薄弱環(huán)節(jié)，因為太大容量的變壓器會限制它的應用。一般情況下該變壓器可采用圖14所示結(jié)構(gòu)。從前面分析知道，輸出變壓器各繞組間的電壓有效值都為〔〕aE，且流過各繞組的電流相等，有效值都為，于是可得到該變壓器的容量為〔〕aE，也就是說輸出變壓器的容量為變頻器總?cè)萘康?/3，比高－低－高方案中的輸出變壓器的容量要小的多。

這種高壓變頻器方案具有如下突出的優(yōu)點：

1）以三個常規(guī)的變頻器為核心可構(gòu)成高壓變頻器；

2）三個常規(guī)變頻器平衡對稱運行，各自分擔總輸出功率的1/3；

3）整個變頻器的輸出可等效為7電平PWM輸出波形優(yōu)于普通三電平變頻器，與四電平變頻器相同。總諧波畸變THD0.3％，dv/dt也較低；

4）輸出變壓器的容量只需總?cè)萘康?/3，可以內(nèi)置，也可以外裝；

5）18脈波輸入二極管整流器，網(wǎng)側(cè)諧波小，功率因數(shù)高。 8結(jié)語

功率器件串聯(lián)二電平電流型變頻器由于其本身的缺點，使用越來越受到限制。

單元串聯(lián)多重化變頻器是由于當時功率器件耐壓太低的產(chǎn)物，系統(tǒng)復雜，器件數(shù)量多，體積龐大，故障率高；但卻歪打正著，贏得了無可比美的輸入輸出波形，堪稱“完美無諧波”；改進的方法是用高壓IGBT或IGCT組成功率單元，以減少單元數(shù)，縮小體積，但卻是以犧牲波形為代價的，要加輸出濾波器，使諧波達標。

采用高壓IGBT、IGCT的三電平變頻器具有結(jié)構(gòu)簡單，可靠性高，器件數(shù)量少，效率高的優(yōu)點，在高壓供電面前，能用多電平，誰還會去用多重化呢？但波形稍差，需加LC輸出濾波器，即使如此其成本也比多重化變頻器低。目前由于器件耐壓的限制，輸出電壓只能達到4.16kV，若要輸出6kV，可采用電機Y/△改接的辦法，看來這是6kV電機節(jié)能改造最經(jīng)濟合理的方案。

變壓器耦合輸出高壓變頻器，有望用目前耐壓水平的器件實現(xiàn)6kV、10kV高壓輸出，是一種很有前途的新型高壓變頻方案。

隨著功率器件的不斷發(fā)展，在中等功率高壓變頻器中，GTO即將退出舞臺，而高壓IGBT、IGCT是很有發(fā)展前途的器件，是解決中高壓變頻的希望；IGCT由于其導通壓降低、損耗小而占有一定的優(yōu)勢，將成為高壓變頻器的主要功率器件。