高頻變壓器傳遞低頻電功率技術的研究

控制原理框圖及各點電壓波形如圖4所示。vc為待傳遞放大的低頻調制信號（如50Hz正弦波信號），vt為單極性等腰三角形高頻載波信號（如20kHz高頻三角波）。為實現vg1～vg4各點波形，采用以下控制策略。

1）把低頻調制信號vc與高頻載波三角波信號vt相比較，得到與vc同頻率的單極性SPWM信號vg1；

2）把低頻調制信號vc經過零比較器比較，得到與vc同頻率的低頻開關脈沖信號vg3；3）把低頻信號vc反相得到與vc同頻率的調制信號－vc，再用－vc與載波信號vt相比較，得到與vg1同頻率的相位差的單極性SPWM信號vg2；4）把調制信號－vc經過零比較器比較，得到與vg3同頻率的相位差的低頻開關脈沖信號vg4。

2.3主電路拓撲

圖5所示為傳統的帶復位繞組的單端反激變換器，復位繞組N2的匝數等于繞組N1的匝數。當開關管V導通時，D3反向阻斷，變壓器儲能。在V關斷時，D3導通，變壓器的儲能向負載Zl及濾波電容Cf輸出；D2導通，N2作為復位繞組將變換器的漏感儲能回饋到電源U中，并箝位V上的Uds為2U。

圖6所示為新型DC/AC功率傳輸電路拓撲結構。N1、V1、N3組成一單端反激變換器，它與由N2、V2、N3組成的另一單端反激變換器構成雙組合式單端反激變換器，并在控制信號周期的正負半周受vg1、vg2高頻SPWM脈沖的控制分別斬波導通。V3、V4組成雙向高頻整流器，在控制信號周期的正負半周分時導通，并相互與對方體內寄生的并聯二極管構成整流電路。

電路處于低頻AC正半周時（vg1～vg4信號波形

圖4控制原理框圖及各點電壓波形圖

(a)V1開通時等效電路圖

(b)V1關斷時等效電路圖

圖8三角形法生成SPWM波

參見圖4），vg2=0，V2處于關斷狀態，vg3為高電平，V3處于導通狀態。在高頻脈沖周期內，當vg1高電平加到V1門極上時，其等效電路如圖7(a)所示。變壓器原邊，V1隨門極施加的高電平導通，電源U、繞組N1和功率開關管V1形成回路。而在變換器副邊，繞組N3的極性為上負下正。V3隨vg3為高電平而開通。V4隨vg4=0而關斷，其體內寄生二極管反向關斷。副邊沒有形成電流回路，無電流流過。變壓器處于能量儲存階段。因此，電流i1=t線性增加，直至I1p=ton，變壓器磁芯儲能也增至（其中L1為繞組N1的電感量）。
當V1隨vg1=0而關斷時，其等效電路如圖7(b)所示。變壓器原邊，由于V1關斷，漏感儲能引起較大反壓加在V1兩端，由于N1的匝數等于N2的匝數，當UN2=U時，V2的體內寄生二極管D2導通,箝位V1上的Uds為2U。N2此時作為復位繞組與D2構成通路，將變壓器中的漏感儲能回饋到電源U中；變壓器副邊，繞組N3此時的電壓極性為上正下負，N3、V3、Cf、Zl和V4的體內寄生二極管D4形成回路。此時由D4承擔高頻整流任務，得到一高頻直流脈沖，經Cf濾波后，向負載Zl輸出低頻電功率，完成該單個脈沖內變換器的能量傳遞。由SPWM調制原理可知，當頻率調制比mf=足夠大時，可忽略系統相移，在高頻濾波電容Cf上，得到輸出電壓vo=Vosinω1t與vc同頻同相。

2.4磁復位技術的要求

在高頻變壓器原邊，當V1或V2接收SPWM脈沖列導通時，由于調制的頻率很低，遠遠小于高頻載波的頻率，在低頻調制信號的正半周或負半周內，施加在變壓器繞組上的是同一方向的電壓，變壓器磁芯中的磁通將級進地逐漸增加，最終導致磁芯飽和，造成偏磁或單向磁化，導致很大的磁化電流而使電路無法正常工作。本文提出逐個脈沖磁復位技術，就是在每個高頻脈沖之后及時采取措施，使每一個高頻脈沖引起的磁通增加都回復到零，從而避免磁芯飽和。三角形法生成單極性SPWM波如圖8所示（以控制信號為低頻AC為例）。圖中控制信號電壓（調制波）vc=Vsinsinω1t（式中：ω1=2πf1，f1為逆變器輸出電壓要求的基波頻率，也為調制頻率；Vsin為控制信號電壓的峰值），vt為等腰三角形載波電壓，Vtri為載波電壓的峰值，載波頻率為fs，周期為=Ts。則幅度調制比ma=，頻率調制比mf=。

當fsf1、mf為偶數，且vc與vt起始相位相等時，vt、vc的波形有如圖8所示的關系，以下就這種情況進行討論。

從時間tn－1到tn是vt的第n個載波周期

tn－1=(n－1)Ts

tn=nTs其頂點=(n－)Ts

故有等腰三角波vt的兩段直線方程：當(n－1)Tst(n－)Ts時，

vt1=2Vtrifs[t－(n－1)Ts]當(n－)TstnTs時，

vt2=－2Vtrifs(t－nTs)