使用超外差式頻譜分析儀對TDMA脈沖信號進行頻譜測試

1.2 利用超外差式頻譜分析儀對PHS信號測量的實際結果

但是當使用超外差式頻譜分析儀，用30kHz的分辨率帶寬，在1MHz頻率跨度范圍內，用正常的掃描方式對輸入的PHS脈沖信號進行測量時，所獲得的頻譜并非我們理論上所分析出的連續頻譜，而是頻譜分量不完整、類似離散特性的頻域信號，如圖3所示。

圖3 采用正常掃描方式得到的TDMA脈沖信號頻譜圖

顯然，實際的測量結果與理論上分析出的信號頻域特性完全不一致，為什么會出現這種偏離呢？

1.3 超外差式頻譜分析儀的工作原理

其實造成這種現象的原因與超外差式頻譜分析儀的工作原理有關。

圖4 典型超外差式頻譜分析儀的工作原理

圖4所示為超外差式頻譜分析儀的基本工作原理。信號進入頻譜分析儀后，與頻譜分析儀的本地振蕩器產生的本振信號一起進入最前端的第一級混頻器，之后通過第一級中頻濾波器。緊接著被變頻至第一中頻的信號又先后進入第二級混頻器和第二級中頻濾波器。然后信號進入第三級混頻電路，繼而通過末級中頻濾波器（即頻譜分析儀的分辨率帶寬RBW）。最后信號被送入包絡檢波器、視頻濾波器，直至顯示器輸出。

超外差式頻譜分析儀之所以能夠對頻率很高的信號進行測量，主要原因就是對高頻信號進行了多級變頻，然后用窄分辨率帶寬在較低頻率進行準確測量。因而，利用超外差式頻譜分析儀我們可以實現對高達幾十吉赫茲信號的準確測量。

但是任何事物均具有兩面性，也正是超外差式頻譜分析儀的這一優點造成了它在另外一個方面——實時性方面存在一定劣勢。在對一定寬度頻率范圍的信號進行測量時，超外差式頻譜分析儀必須以一定的步進變化來不斷調諧掃描，通過利用窄帶濾波器的多次充放電實現對一定寬度范圍內的信號頻譜測量。由此可見，在對一定寬度范圍的信號進行頻域測量時，超外差式頻譜分析儀需要一定的掃描時間來完成一次掃描。

頻譜分析儀的掃描時間Tsweep與掃描寬度Δf、分辨率帶寬BIF的函數關系如式（3）所示：

(3)。

其中：Tsweep為給定頻率跨度與分辨率帶寬下所需的最小掃描時間，單位為s;

BIF為分辨率帶寬，單位為Hz;

Δf為顯示頻率跨度，單位為Hz;

k為比例系數。

由此可知，最小掃描時間與顯示頻率跨度成正比，與分辨率帶寬的平方成反比。當掃描寬度越寬、分辨率帶寬越小，超外差式頻譜分析儀所需的掃描時間就越長，也就是說它的實時性越差。

公式（3）中的k是一個針對不同濾波器類型的修正系數，當采用模擬濾波器時，k約為2.5；采用數字濾波器時，修正系數可達到k=1。可見在其他條件均固定的情況下，采用比例系數為1的數字濾波器時，最小掃描時間為采用模擬濾波器時的1/2.5倍。通常情況下，目前的超外差式頻譜分析儀中小于200kHz的分辨率帶寬均采用數字濾波器來實現，k值可以取為1。

在計算實際最小掃描時間時，還有一個必須考慮的因素是超外差式頻譜分析儀本振頻率調諧步進對掃描時間的影響。目前的超外差式頻譜分析儀的本振采用了數字鎖相環技術，本振的調諧步進為頻譜分析儀分辨率帶寬的十分之一，即RBW/10。所以實際的最小掃描時間應當按照公式（4）計算：

(4)。

現在我們根據前面測試（正常掃描方式下）的設置，計算超外差式頻譜分析儀用30kHz的分辨率帶寬，在1MHz頻率跨度范圍內對PHS信號進行掃描，所需的最小掃描時間是多少，如式（5）所示。

(5)。

由計算結果可知，用30kHz的分辨率帶寬，在1MHz的頻率跨度內進行掃描所需要的最小掃描時間為0.011s，即11ms。

而根據PHS的技術規范我們知道，PHS信號的幀結構如圖5所示。

圖5 PHS信號幀結構

可以看出，單個PHS時隙的時間長度為0.625ms(625μs)。這樣就可以算出在單個PHS脈沖信號出現的這一段時間內，超外差式頻譜分析儀能夠完成多寬的頻率跨度的掃描：

。

由此我們可以得知，在一個PHS脈沖出現的時間段內，分辨率為30kHz的超外差式頻譜分析儀只能夠進行頻率寬度為56.8kHz的掃描。由PHS的技術規范可知，標準的PHS信號的占用帶寬為272kHz左右。也即，在一個PHS脈沖出現的時間段內，超外差式頻譜分析儀只能夠獲得很少部分頻率分量的頻譜。但是在這個PHS脈沖結束后直至下一個周期的PHS脈沖到來之前，中間間隔的7個時隙的時間段內，頻譜分析儀仍然會繼續向前掃描，此時所掃描得到的只有噪聲，因為這段時間內PHS脈沖并未出現。在等到下一個周期的PHS脈沖出現時，頻譜分析儀依舊會像前一個脈沖出現時那樣僅完成56.8kHz頻率跨度的掃描，然后在余下7個時隙的PHS脈沖未出現的時間段內繼續再向前掃描。如此反復，就得到了如圖3所示的類似離散頻譜的頻譜圖，而并非PHS信號理論上的完整頻譜。