一種新穎的完全斷續箝位電流模式功率因數校正電路

摘要：提供了一種新穎的寬輸入范圍、完全DCM、箝位電流工作模式的Boost功率因數校正電路控制方法。該控制方法不存在Boost電路中二極管的反向恢復，從而提高了整個電路的效率，同時，該方案獲得了低的總諧波畸變（THD）和較高的功率因數（PF）。該方案適合于中低功率場合的應用。給出了具體的理論分析和一個100W的電路實驗數據。

關鍵詞：電流箝位升壓；功率因數校正；完全斷續電流模式

0 引言

在以往的有源功率因數校正電路拓撲中，一個帶乘法器的控制芯片不可避免。為了降低成本，一種電流箝位（Clamped Current Boost,CCB）的控制方法可以簡化電路。在這種電路中，每半個周期中開關電流峰值被箝位至一個參考值。輸入電流的波形跟隨輸入電壓，這樣就可以得到理想的THD。由于它不需要乘法器來提供一個電流參考值，而可以利用任何一種峰值電流控制的芯片（如UC3843）來完成這個功能，從而大大降低了成本，簡化了電路。

但是，以往提出的箝位電流模式電路，在低輸入電壓時工作在斷續電流DCM，在高輸入電壓時工作在連續電流模式CCM。而CCM的工作方式存在兩個缺點：一是電路中的續流二極管的反向恢復，這降低了電路的效率；二是電路中的電感值比較大，這給提高電路的功率密度帶來了困難。

本文提出了一種在通用的整個輸入電壓范圍內工作在DCM的CCB PFC電路。該電路消除了二極管的反向恢復問題，從而提高了電路的工作效率；同時，由于工作在電流斷續模式，電感量減小，這樣就可以減小電感的體積，提高功率密度。

本文給出了該電路拓撲的數學分析并且給出了一個100W的電路實驗結果。

1 理論分析

電路原理圖如圖1所示。在進行分析之前，假設以下條件成立：

——所有的元器件都是理想的；

——變換器工作在穩態時，開關頻率遠大于交流母線的頻率，從而可以認為在一個開關周期內，輸入電壓是恒定的；

——輸入電壓是理想的正弦波v_ac=V_msin(ω_Lt)，其中ω_L為交流母線的頻率；

——參考電壓在一段時間內是一個恒定值V_ref；

——輸出電壓是恒定的。

圖1 CCB PFC電路

為了便于分析，使得計算的結果與具體的電路參數無關，我們采用標幺值，即令

V_b=V_o；

I_b=V_o/R_t(R_t=2L/T_s，T_s為開關周期)；

則輸入的電壓峰值為：

V_m=V_m/V_b（1）

與傳統的CCB PFC電路不同，在整個母線電壓輸入周期內，該電路工作在電流斷續模式。在每半個周期內，有兩種電流斷續工作模式。如圖1所示，在開關周期開始階段，Boost電路中的開關管處于開通的狀態，電感中的電流i_L從零開始增加。在采樣電壓（R_ii_L）達到參考電壓（V_ref）和斜率補償電壓（V_R）的和,或者達到最大占空比時，開關管關斷，電感電流線性減小（如圖2）。這兩種工作模式分別定義為DCM₂和DCM₁。

(a) DCM₁(D=D_max)

(b) DCM₂(DD_max)

圖2 兩種電流斷續工作模式

對一個周期內電感電流求平均值，可以得到兩種DCM工作模式下的電流歸一化后的表達式分別為：

i_L,avDCM1=（2）

i_L,avDCM2=（3）

式中：K_r為電流模式斜率補償深度系數。

DCM₁和DCM₂的邊界條件為：

D==D_max（4）

式中：斜率補償M_c=I_R/(D_maxT_s)，I_R為斜率補償電流。

因此，可以得出DCM₁和DCM₂兩種工作模式的邊界點為：

ω_Lt=arcsin

式中：為斜率補償電流峰值。

由前所述，可以得到每半個周期的平均電流歸一化暫態值：

i_Lav(ω_Lt)=（5）

由上面的分析可以得到每半個工頻周期，在不同輸入電壓下，輸入電流的的波形如圖3所示。

圖3 輸入電流波形與輸入電壓的關系圖